LTspiceによる回路シミュレーション、EagleによるPCB設計、試作、EMSによる頒布まで
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの最適バイアス抵抗のまとめです。
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。
結論としては、プリドライバ段およびドライバ段のクロスオーバー時の電流波形とピーク時のコレクタ損失で決定しています。
アイドル時のプリドライバ段のエミッタ抵抗は470Ω(5.2mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗は220Ω(5.7mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。
最大出力時のプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗を流れる電流波形のディップがなめらかになっています。
エミッタ抵抗を大きくするとこのディップが深くなって、波形が乱れます。
最大出力次のプリドライバ段とドライバ段のコレクタ損失の波形です。
プリドライバ段は上下非対称の正弦波となります。
また、ドライバ段はパワー段と同様の出力時のピークが凹んだ半波状の波形となります。
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの最適バイアス抵抗をまとめておきます。
こちらのリンクが参考になります。
良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段 （ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。結論としては、プリドライバ段のエミッタ抵抗を680Ω(3.3mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を47Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。
ドライバ段の値はパワー段を最大入力時に必要なベース電流(hfe=100)から決まってきます。
問題はプリドライバ段の最適値で、こちらは(R21={470, 680, 1k})として、シミュレーションで決定しています。アイドル時の出力点(D)の電圧のFFTを示します。
緑: 470, 青: 680, 赤: 1kですが、青は振動が収まっています。LT1166のゲイン交点は1.2MHz程度ですが、DC安定度にかなり影響が出ます。
実際、バイアス電流が不足すると4kHz程度にうなり（耳障りな発振音）が発生します。
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの位相補償をまとめておきます。
こちらのリンクが参考になります。
良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段 （ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。プリドライバ段のエミッタ抵抗を1kΩ(2.5mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を100Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。
LT1166でパワー段のアイドル電流は制御していますが、プリドライバ段とドライバ段のアイドル電流で動作点が変わるようです。
さらに、位相補償として、R24(U2: フィードフォワードのフィードバック抵抗）を5.1kΩ、R5(U3: カレントソースドライブのフィードバック抵抗)を1.8kΩとしています。
1MHz-30MHzの直線性が改善しています。
また、寄生インダクタンスの影響を低減するため、プリドライバ段、ドライバ段、出力段はPCB上で、できるだけ近くに配置することが必要なようです。
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの発振対策をまとめておきます。
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。プリドライバ段、ドライバ段、パワー段に1Ωのベースストッパーを入れています。
つぎにプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗を調整します。
パワー段のバイアス電流はLT1166で0.22Ωのエミッタ抵抗で、90.8mAに制御されます。
次に、パワー段のhfeを100倍程度として、ドライバ段のエミッタ抵抗を0.22x2x100=440~=470Ωに設定します。
最後に、プリドライバ段とドライバ段のベース電流がほぼ同じ値(43.1uAと41.0uA)になるように、プリドライバ段のエミッタ抵抗を47Ωに設定します。
これらのエミッター抵抗値では、プリドライバ段、ドライバ段、パワー段のコレクタ損失はそれぞれ、248mW, 1.29W, 4.35Wになります。
アイドル時のプリドライバ段のエミッタ抵抗=470Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。発振は見られません
同様に、プリドライバ段のエミッタ抵抗=390Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。こちらは発振が見られます。
最後に、プリドライバ段のエミッタ抵抗=510Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。こちらも発振が見られます。
これらのシミュレーション結果から、3段ダーリントンのプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗の設定は、かなりシビアなことがわかります。
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントンBJTアンプを試作しました。
以前に試作したAB級コンプリメンタリBJTアンプの基板をさらにモディファイしています。元のドライバ段のダイオードとエミッタ抵抗を除去して、プリドライバ段のTO-92のトランジスタ(2N5551, 2N5401)とプリドライバ段とドライバ段のバイアス抵抗(300Ω, 75Ω)を組み込みました。3種類のトランジスタですべてピン配置が異なる(EBC, ECB, BCE)ので、配線に注意が必要です。
アイドル時の出力オフセットはLch: 4.8mV, Rch: -1.7mVとなりました。
電源はPFC+LLC+CMフィルタの構成で、アイドル時の出力電圧は+-47V程度です。
動作時の発熱は、ヒートシンクが暖かくなる程度です。
音質は、ノイズフロアが下がり、低音はキックやベースが明瞭になり、高音はハイハットやシンバルの余韻が心地よいです。ボーカルもよりソウルフルに感じます。オーディオパワーアンプの場合、120dB以上のDCゲイン(hfe)がないと十分な感じにならないようです。
2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの回路設計をまとめておきます。
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。パワーBJTのSpiceモデルは2SC5200, 2SA1943で代用しています。回路の特徴としては、1段目(Pre-driver)と2段目(Driver)はA級動作で、3段目(Power)はLT1166によりカットオフしないAB級動作になります。
AC解析による周波数特性です。ゲイン27dB, fc=56kHz, ゲイン交点911kHz, 位相余裕71degとなります。パワー段のft=4MHzまで、位相余裕は十分あります。
アイドル時の出力電圧のFFTです。ノイズフロアが-200dBとなり、fc=56ｋHz以降は直線的に下がります。バイアス電流はそれぞれ、プリドライバ段が8.2mA(300Ω)、ドライバ段が17mA(75Ω)、パワー段が92mA(0.44Ω)となります。
損失はプリドライバ段が380mW, ドライバ段が820mW, パワー段が4.4W, プッシュプルなので全体で11W程度です。
10kHz, 1.5Vの正弦波入力時の出力のFFTです。100Wクラスの出力で、ノイズフロアは-100dB程度まで上昇します。ダイナミックレンジとしては120dBを超えます。
東芝のTTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプを試作しました。
以前に試作したSiC MOSFETブートストラップアンプの基板をモディファイしています。入力部は差動増幅回路なのでバランス信号を直接、接続しています。
アイドル時の出力オフセットはLch: 4.5mV, Rch: -2.0mVとなりました。
電源はPFC+LLC+CMフィルタの構成で、アイドル時の出力電圧は+-47V程度です。
動作時の発熱は、ヒートシンクが暖かくなる程度です。
音質は、低音が太めで、高音はすっきりといった感じです。
東芝のTTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプの回路設計をまとめておきます。
まず、LTSpiceによる回路図をしめします。パワーBJTのSpiceモデルは2SC5200, 2SA1943で代用しています。MOSFETアンプとの違いは、LT1166のVtopとVbottomに470p, 100Vのバイパスコンデンサを追加するのと、ダーリントンドライバとパワーBJTの間にダイオードを追加する点です。
AC解析による周波数特性です。ゲイン27dB, fc=55kHzとなります。ft=4MHzのパワーBJTなので、ドミナントポールがこのあたりに来るようです。
アイドル時の出力電圧のFFTです。ノイズフロアが-200dBとなります。バイアス電流はそれぞれ、ドライバ段が20mA、パワー段が100mA程度です。
損失はドライバ段が1W, パワー段が4W, プッシュプルなので全体で10W程度です。
10kHz, 1.5Vの正弦波入力の出力のFFTです。100Wクラスの出力で、ノイズフロアは-90dB程度まで上昇します。ダイナミックレンジとしては120dB程度です。
高スルーレートのオペアンプによるブートストラップアンプで、電流駆動ダーリントンドライバにフィードフォワードをかけて、トランスリニアバイアスによるカットオフしないAB級動作によりクロスオーバー歪が小さいということのようです。
トランスリニアバイアス回路についてまとめておきます。
LT1166のデータシートから引用します。
乗算器の動作
図2にLT1166内部の電流乗算器回路と、
出力トランジスタとの関連性を示します。
LT1166の電源電圧VT（トップ）とVB（ボトム）は、
パワー・デバイスの所要“オン”電圧によって設定されます。
また、基準電流IREFで、VBE7とVBE8が一定電圧に設定されます。
この電圧はQ9とQ10のエミッタ・ベース間の電圧で、
Q7とQ8のエミッタ部分の1/10になります。
この電流乗算器に対応する式は、以下のとおりです。
VBE7＋VBE8＝VBE9＋VBE10
あるいは、電流に関しては、以下のとおりです。
(IC9)(IC10)＝(IREF)2/100＝一定
IC9とIC10の積は一定です。
これらの電流はミラーされ、
内部オペアンプ・ペアの(＋)入力の電圧を設定します。
オペアンプの帰還によって(－)入力の電圧が等しくなり、
これらの電圧はパワー・デバイスと直列に接続されるセンス抵抗に現れます。
パワー・デバイスの2つの電流の積は一定で、
一方が増加すると他方が減少します。
Q9とQ10は対数特性に優れているため、
10倍単位の電流変動においてもこの関係が維持されます。
Q7とQ8の全電流は実際には、
IREFとシャント・レギュレータの小さな誤差電流の和になります。
高い出力電流条件では、レギュレータからの誤差電流は減少します。
レギュレータによって流れる電流も減少し、
パワー・デバイスをドライブするのに必要なだけVTまたはVBを上昇させることができます。
トランスリニアバイアス回路は、
原理的に電流積が一定なので、
バイアス電流が0にはなりません。
(バイアス電流が0になると電流積が0になってしまい、一定にならない）
LT1166によるトランスリニアバイアス回路の実装は、
ソース抵抗（エミッタ抵抗）を
バイアス電流の検出抵抗として利用しているため、
エミッタ抵抗レスの構成にするには、
他の電流検出方法を検討する必要があります。
これまで、LT1166によるSiC MOSFET AB級アンプや
ADP1074のローサイド・アクティブクランプ回路のハイサイド化など、
Pch MOSFETが入手できないために
Nch MOSFETだけで構成する回路設計への変更が必要な場面がいくつかありました。
その際のアプローチをまとめておきます。
まず、基本的な回路構成要素として、
位相反転、レベルシフト、絶縁の3つが基本となります。
まず、Nch 素子をPch素子に置き換えると、
駆動信号を反転させる必要があります。
位相反転回路としては、
オープンコレクタもしくは
オープンドレイン出力が簡単です。
次に、ゲートドライブがローサイドからハイサイドになる場合、
レベルシフト(LTC4446など)もしくは
絶縁型のドライバ(ADuM4120-1Bなど)が必要になります。
また、ハイサイドの電源として、
ブートストラップ回路も必要になります。
実装面積が問題にならない場合や、
受動素子で構成したい場合は、
パルストランスも利用できます。
その他フォトカプラなどもありますが、
デジタルアイソレータや、
絶縁機能を内蔵したコントローラ、
ゲートドライバを使う方が、
設計が簡単です。
オープンデザイン・オーディオ 