データシートに基づくSiC MOSFETのVDMOSモデルの作成

Wolfspeed(CREE)のC3M0280090D, C3M0120090D, C3M0065090DのSPICEモデルは

温度パラメータが入っているため、非線形の振る舞いをします。

そのため、データシートの値を元にVDMOSモデルを作成しました。

 

それぞれの

VDMOSモデル、

Transfer Characteristic(Ids,  Vgs)、

LT SPICEの回路図、

過渡解析の結果(VDMOS(緑)CREE Subckt(青))を示します。

 

.MODEL C3M0280090D VDMOS (NCHAN
+VTO=3.5 KP=1 subthres=8e-1 mtriode=1 LAMBDA=0
+CGDMAX=50e-12 CGDMIN=2e-12 a=0.5
+CGS=148p CJO=0.1175n M=1.0 VJ=4.8
+RG=26 RDS=1e8 RS=1e-3 RD=280e-3 IS=1e-6 N=1.0)

 

.MODEL C3M0120090D VDMOS (NCHAN
+VTO=3.5 KP=2.0 subthres=8e-1 mtriode=1 LAMBDA=0
+CGDMAX=100e-12 CGDMIN=4e-12 a=0.5
+CGS=347p CJO=0.2875n M=1.0 VJ=4.8
+RG=16 RDS=1e8 RS=1e-3 RD=120e-3 IS=1e-6 N=1.0)

 

.MODEL C3M0065090D VDMOS (NCHAN
+VTO=3.5 KP=4.0 subthres=8e-1 mtriode=1 LAMBDA=0
+CGDMAX=50e-12 CGDMIN=2e-12 a=0.5
+CGS=656p CJO=0.375n M=1.0 VJ=4.8
+RG=4.7 RDS=1e8 RS=1e-3 RD=65e-3 IS=1e-6 N=1.0)

 

C3M0065090DによるAB級BTL SiC MOSFETアンプの基板設計

EAGLEによるC3M0065090DによるAB級BTL SiC MOSFETアンプの基板設計です。

3つのDC-DCコンバータ(DPBW03G-15)と4つのヒートシンク(11PB015-01025)を盛り込んだため、

80x100mmの基板ではほぼ限界だと思います。

9x13mm角の10Ω 5Wセメント抵抗と12mm径の1uH空芯インダクタは大きすぎるので、

6mm径の3W酸金抵抗と9mm径のフェライトコア・インダクタ(RLB9012)に変えています。

8Aの電流を流すためのトレース幅の確保が大変です。

上面のベタパターンです。

下面のベタパターンです。

 

C3M0065090DによるAB級BTL SiC MOSFETアンプの回路設計

Wolfspeed(CREE)のC3M0065090DによるAB級ブートストラップアンプ(LT1166)を

反転増幅器(LT1122)で2つつなげばBTLアンプになります。

 

2つのアンプの差動出力によって、電圧と電流が2倍になるため、

熱損失と電流制限を考慮して定数などを見直す必要があります。

 

また、反転増幅器と2つのブートストラップアンプの電源は独立している必要があるため、

1チャネルあたり3つのDC-DCコンバータ(DPBW03G-15)が必要になります。

 

C3M0065090DのVDMOSモデルを示します。

.MODEL C3M0065090D VDMOS (NCHAN
+VTO=3.5 KP=4.0 subthres=8e-1 mtriode=1 LAMBDA=0
+CGDMAX=50e-12 CGDMIN=2e-12 a=0.5
+CGS=656p CJO=0.375n M=1.0 VJ=4.8

 

LT SPICEによるシミュレーションモデルの回路図を示します。

LT1122はユニティゲインで用いるため位相補償をしています。

 

+-1.5V, 10kHzの矩形波入力による過渡解析の結果を示します。

差動出力のため振幅が2倍になっていることが分かります。

FFTの結果を示します。

ノイズフロアが-100dBに上昇しています。

 

周波数解析の結果を示します。

帯域はDC-55kHz(-3dB)、ゲイン交差周波数は1MHzで位相余裕は40dBに減少します。

 

出力は500Wを越えますが、

歪みと熱損失も大きくなるため、

対策のためのコストもそれなりにかかります。

SiC MOSFETアンプとGaN MOSFETアンプの比較

なぜGaN MOSFETアンプなのか?

新しいデバイスだから。
特性がよいから。

というのが主な設計上の動機になっていますが、

実際のところどうなのか

データシートの値とシミュレーションによるTHDで比較してみました。

 

SiC MOSFETとして、C3M0065090D、
GaN MOSFETとして、TPH3205WSBを選択し、
パワー段のMOSFET以外は同じ回路でシミュレーションしています。

 

まず、データシートからオーディオパワーアンプの特性に関連するパラメータを抜き出してみます。

C3M0065090D:
Vds 900V, Id 36A, Rds(on) 65mΩ, Qg 30.4nC, Ciss 660pF, Td(on) 35ns, Td(off) 23ns

TPH3205WSB:
Vds 650V, Id 34.7A, Rds(on) 63mΩ, Qg 28nC, Ciss 2200pF, Td(on) 22ns, Td(off) 33ns

 

Ciss以外の値はほぼ互角です。

実際の設計ではGate ZobelでダンプしてCissの影響を低減しています。

 

次にシミュレーションによるTHD-20(1V, 20KHz Sine Wave)を示します。

C3M0065090D:

THD-20 0.034245%

TPH3205WSB:

THD-20 0.005785%

 

GaN MOSFETの全高調波歪率(THD-20)は、 SiC MOSFETのおよそ1/6となっています。

 

これはGaN MOSFETのトランスコンダクタンスの立ち上がりが、

SiC MOSFETよりも圧倒的に大きいことに起因するようです。

 

これまで、MOSFETアンプはBJTアンプに比べて、

トランスコンダクタンスの立ち上がりの遅さ(Transconductance Droop)による

クロスオーバ歪み(Crossover Distortion)がデメリットとされてきましたが、

GaN MOSFETアンプには当てはまらないようです。