LTspiceによる回路シミュレーション、EagleによるPCB設計、試作、EMSによる頒布まで
AB級(LT1166)SiC MOSFET(C3M0280090D)アンプの
ドライバBJTをMJE15032/MJE15033に交換しました。
交換前のドライバBJT(2SC4883A/2SA1859A)は、
コンプリメンタリとはいっても、
ftがそれぞれ120MHz/60MHzと大きく違うのと、
ベースストッパーが100Ωではノイズが出たり、
大音量では歪むようです。
そこで、ドライバBJTをMJE15032/MJE15033に変えてみたところ、
音が全く別次元といった感じに激変しました。
このあたりがオーディオの醍醐味というか、
回路やデータシートのパラメータは物理モデルの一部でしかないと
いうことですね。
C3M0280090DによるAB級SiC MOSFETアンプの試作です。
ドライバBJT(2SC4883A , 2SA1859Aの発振に起因すると思われる
貫通電流とノイズに対処するために、ベースストッパを100Ωから510Ωに引き上げました。
バイアスコントローラ(LT1166)の外部補償コンデンサ(Cext1(Vtop), Cext2(Vbottom))は470pFにしています。
また、アイドル電流を下げるために、電流検出抵抗を0.1Ωから0.22Ωに引き上げました。
なお、出力を絶縁するためのインダクタ(0.1uH)も空芯コイルから
フェライトコア(RLB9012-1R0ML)のものに変えました。
ベースになっている回路図をLT1166のデータシートから引用します。
Fig. 19 100W Audio AmplifierはコンプリメンタリのMOSFET(IRF530, IRF9530)を
シャントレギュレータドライブ(LT1360によるV/I変換)のLT1166で駆動する回路です。
Fig. 8 Bipolar Buffer Ampはダーリントンドライバ(2N2222, 2N2907)と直列ダイオード(1N4001)で、
コンプリメンタリのBJT(TIP29, TIP30)をLT1166で駆動する回路です。
これらの2つの回路をもとにダーリントンドライバとして2SC4883A, 2SA1859Aを用いて、
エミッタディジェネレーションで上側はエミッタドライブ、
下側はコレクタドライブする準コンプリメンタリ構成で
出力トランジスタのC3M0280090Dを駆動しています。
音自体は、もちろん素晴らしいですが、
発振対策が必要なので、実装には注意が必要です。
SiC MOSFETアンプのドライバ段のエミッタディジェネレーションを調整して、
電源レールを効率よく利用できるようにします。
回路図はこちらです。
上下のドライバ段のBJT(2SC4883A, 2SA1859A)のコレクタ抵抗とエミッタ抵抗を10Ω/100Ωに設定しています。
従来は、これらの抵抗を歪率と対称性を重視して100Ω/100Ωに設定していました。
しかし、対称な設定では、出力段のMOSFET(SCT2450KE)の駆動に利用していない側の
コレクタとエミッタの電圧振幅も電源レールを占有ししまうため、
出力電圧の振幅が制限されていました。
LTspiceによる過渡応答（1.3V, 20kHz正弦波入力)はこちらです。
エミッタディジェネレーションを10Ω/100Ωにすることで
青のコレクタ電圧、赤のエミッタ電圧の振幅を小さくした結果
ゲイン20倍で、+-27Vまで出力振幅が取れています。
この非対称なバイアス設定によるB級動作での大振幅時のTHD-20の増加はわずかで、
小入力時のA級動作での影響は相対的に無視できるレベルです。
LT1166はバイアス電流積を一定になるよう制御するため、
プッシュ動作時とプル動作時でバイアスが変動します。
このため、BJTコンプリメンタリドライバによるMOSFET準コンプリメンタリ出力が
容易に実現できます。
試作機でも、問題なく動作しています。
LT1166のデータシート Figure7. Current Source Driveの、
RIN, RL, RF, CFのGaN MOSFETアンプにおける
最適値を探したところ、
RIN=2.4kΩ, RL=150Ω, RF=0Ω, CF=100pFとなりました。
具体的には、I/V変換をしているオペアンプ(U3: LT1360)の
電源ピン電流のゲインと位相が
できるだけなだらかになるようにすることがポイントのようです。
オペアンプの出力(C点)の位相余裕とゲイン余裕を大きくすることと、
THD-20を小さくすることを目標にすると、
電流変調の位相とゲインがピークやディップを持ってもわかりにくいようです。
これまでの結果として、
GaN MOSFETアンプのシミュレーション上の
特性値を上げておきます。
周波数特性：10-55kHz(-3dB)
歪率(THD-20, 入力：2Vpp, 20kHz正弦波)：
8Ω, 55W, 0.002243%
4Ω, 110W, 0.004343%
2Ω, 219W, 0.006039%
最低インピーダンスが3Ωになるようなスピーカーでも、
余裕を持って鳴らせる値になっています。
(※実際の周波数特性はDCが下限。
実際の最大出力はTPH3205WSBのPD=125Wが上限。)
歪率自体もLT1166のデータシート
Figure 19. 100W Audio Amplifier
(U2: LT1363のピン番号2, 3が入れ違っているので注意して下さい)
ドライバ段のないIRF530, IRF9530による
純コンプリメンタリの構成(0.005084%)よりも、
BJTによるドライバ段（2SC4883A, 2SA1859A）
(LT1166データシート Figure 8. Bipolar Buffer Ampを参照)と
GaN MOSFET（TPH3205WSB）による
準コンプリメンタリのパワー段による構成(0.002243%)
の方がよい値になっています。
設計目標は十分、達成しているので、試作に入りたいと思います。
GaN MOSFETアンプの設計で、
SPICEシミュレーションを用いて、
周波数応答、
矩形波応答、
静止バイアス電流、
正弦波応答を観察しながら
パラメータを詰めた結果をまとめておきます。
まず、GaN MOSFET(TPH3205B)に限らず、
入力容量が1000pFを越えるようなMOSFETをパワー段に用いると
ゲート電圧に寄生発振が起きるのが普通です。
今回は47Ω+100pFのゲートゾーベル(Gate Zobel)をゲートとドレイン間に設定して
100Ωのゲートストッパーでも抑制できない寄生発振を抑えています。
また、オペアンプ(LT1360)のI/V変換により電源ピンでゲートをドライブしていますが、
ゲイン余裕と位相余裕を得るためにフィードバック抵抗の値を3.3KΩから1.5KΩに下げています。
この値でも、1V, 20KHzの正弦波でのTHDが0.0058%となっています。
もちろん、基本的な対策として、
ドライバ段のBJT(2SC4883A, 2SA1859A)のベースストッパー(33Ω)と
パワー段のMOSFETのゲートストッパー(100Ω)は、最初から入れてあります。
一方、自動バイアス(LT1166)の
バイアス電流の検出抵抗値(0.1Ω+0.1Ω)と
電流制限の検出抵抗値(0.1Ω)を個別に設定し、
パワー段のMOSFETの
静止バイアス電流が100mA、
電流制限が13Aに設定しています。
また、ドライバ段の静止バイアス電流は、
100Ωのコレクタ抵抗と100Ωのエミッタ抵抗による
エミッタディジェネレーションで、27mAになっています。
MOSFETを高速でターンオフするためには、
ゲート容量を短時間で抜く必要がありますが、
その時間はこのドライバ段の静止バイアス電流で決まります。
駆動能力の確認として、
スピーカー相当の抵抗負荷を8Ωから2Ωまで下げてみても、
大きな貫通電流は生じず、1Ωから0Ωにした場合でも
ゲート電圧が18Vを越えないのでロバスト性も十分なようです。
SiC MOSFETアンプを作ろうと思ったときに、まず困るのが、N-chしかないため、コンプリメンタリーの回路が組めないことです。
準コンプリメンタリ（Quasi Complementary Feedback Pair）の設計例を探しても、なかなか適当なのがみつかりません。
そこで、LT1166のデータシートに出ている回路をベースにLTspiceでシミュレーションしながら、出来上がったのが、次の回路です。
BJT(2SC4883A, 2SA1859A)によるドライバ段を追加して、ボトムサイドはR26(120Ω)とR27(510Ω)のエミッタ・ディジェネレーションで、出力段(SCT2120AF)をフルスイングするように設定しています。
AC Analysisの結果は次の画像です。C1を3 pFに設定して、周波数特性を100 kHzまで伸ばしています。位相余裕、ゲイン余裕も問題なさそうです。
Transient Analysisの結果は次の画像です。THD(3Vpp, 20 kHz)は、0.062870%とまずまずです。
最後に20kHzの矩形波応答を見ておきます。問題なさそうです。
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