LLC共振ハーフブリッジ・コンバータの試作その2

LLC共振ハーフブリッジ・コンバータを改良しました。

UCC28056AのPFCで、駆動しています。

DC390V入力,  f0=100kHz, DC+-48V, 200W出力で設計しています。

主要部品としては、以下の部品を使用しています。

LLC共振コントローラ: UCC256404

LLC用トランス: 760895651

MOSFET: IPAN60R360PFD7S

2次側整流ダイオード: KMB220S

2次側オプトカプラ・ドライバ: LT4430

デジタル・アイソレータ: Si8710AC-B-IS

Excelの設計ツールは、

UCC25640x Design Calculator (Rev. C)

になっています。

負荷としてD級アンプを接続して、

バーストモードの設定をOption 6で、

Vbmt_h={0.417, 1.026, 1.667}Vを試しましたが、

トランスからジーっというノイズが出るため、

最終的に、バーストモードを無効(Option 7)としました。

D級アンプの場合、

無入力状態でも50%のデューティ比で動作しているため、

いわゆる待機状態にはならないので、

バーストモードは必須ではないと思います。

トロイダルトランスによるコンデンサインプットの電源よりも、

力率と整流ノイズの面で有利なので、

音にもそれがそのまま反映されてくる感じです。

遷移モードPFCの試作

UCC28056による遷移モードPFCの基板設計をまとめておきます。

UCC28056A_760805410

主要部品としては、

PFCコントローラ:

UCC28056B

PFC-Choke:

760805410

MOSFET:

IPAN60R210PFD7S

Diode:

STTH5L06FP

を使用しています。

 

なお、ZCD/CSは補助巻線から行っています。

UCC28056,Using Auxiliary winding voltage for driving ZCD/CS Pin (Rev. B)

 

また、補助電源はUC256404のRVCCから取得しています。

 

 

以下に設計のポイントをまとめておきます。

まず、UCC28056Bは、重負荷(4x 1,000uF x 48V)を起動できず、UCC28056Aでは問題なく起動できました。

PFCの名目電圧390Vに対して、Brown-in電圧が360Vと低くなるようなアプリケーションでは、OVP2が無効になっている必要があるようです。

 

また、UCC28056のVOSNSはOVPの検出にしか利用していないようで、制御はZCD/CSとCOMPだけで行っているようです。

計算ツール

UCC28056x Design Calculator (Rev. B)

が提供されていて、回路定数の設計そのものは容易です。

 

次に、Valley Delay Adjustment(Rdg)の設計ですが、

IPAN60R210PFD7SのCo(tr)=330pFと

760805410のL=225uHから、

Tzdcr=2*3.14*sqrt(330*225)/4=428nsとなり、

Tzcdr0=170ns, dTzcdr5=255nsから、

Rdg5=18k Ohm

を選択しています。

最後に、待機電力の削減に関する、参考資料をまとめておきます。

Optimizing Efficiency and Standby Power With the UCC28056 in Offline Application (Rev. B)

Exceeding Modern Energy Standards with ‘Always On’ PFC and LLC Controllers​ (Rev. B)

 

絶縁とケーブルと音質の関係

高価なケーブルはいい音がすると思いますか?

値段に応じた品質しか手に入らないというのは、単なる思い込みです。

値段は希少性に付いているのであって、音質に付いているわけではありません。

業者は、高価なケーブルを買ってしまう希少なあなたを狙っているわけです。

もちろん、高価なエフェクターと割り切って買う分には問題ありません。

電気工学的には当たり前ですが、心理学的には不都合な真実をまとめておきます。

まず、絶縁をすると何がおきるのか、試してみてください。

信号ケーブルを買い換える前に、絶縁トランス(HD400)を試してみてください。

電源ケーブルを買い換える前に、絶縁トランス(ギタリスト電源)を試してみてください。

アンプとスピーカーを信号系と電源系から絶縁するだけで、音が激変すると思います。

これはなぜでしょうか?

信号系は、PCであろうが、CDトランスポートであろうが、AD/DAであろうが、グランドに起因するノイズを伝播します。それを絶縁するわけです。もちろん、絶縁トランスの帯域に起因する問題とのトレードオフですが。

電源系も同様です。日本の場合、ニュートラルが接地されているので、完全に絶縁するためには、電源トランスで行うか、絶縁トランスを使用しているAC/DCコンバータを使用します。

トランスで減圧した後にSiC SBDなどで整流する場合、電源の周波数に起因する整流ノイズ(100/120Hz)は避けられないことに注意が必要です。

なので、良くできた絶縁型AC/DCコンバータ(PFC/LLC)の方が、可聴帯域の2次側のノイズは、低くなることに注意が必要です。

また、信号系のDC結合とAC結合も低域のカットオフとグランド起因のノイズのデカップリングとのトレードオフになることに注意が必要です。

回路や方式はモデルであって、実際の実装に起因するトレードオフは捨象されていることに注意が必要です。

マーケティング的には、不都合な真実は決して語られることがありません。

科学的な文脈と心理学的な物語は別物です。

遷移モードPFCの基板設計

UCC28056による遷移モードPFCの基板設計をまとめておきます。

主要部品としては、

PFCコントローラ:

UCC28056B

PFC-Choke:

760805410/760804310

MOSFET:

IPAN60R210PFD7S

Diode:

STTH5L06FP

Buck Converer IC:

LNK3294P

を想定しています。

ZCDは補助巻線から行い、

補助電源は降圧コンバータを利用します。

Eagleの回路図です。

Eagleの配線図です。

PFC-Chokeはどちらでもさせるようにしました。

Eagleの基板上面のパターンです。

大電流が流れるところをポリゴンにしています。

Eagleの基板下面のパターンです。

大電流が流れるところと基準電位になるところをポリゴンにしています。

遷移モードPFCの回路設計

UCC28056による遷移モードPFCの回路設計をまとめておきます。

 

特徴としては、

CrM(臨界モード)とDCM(不連続導通モード)に

バレースイッチングが組み合わせれているようです。

 

ディバイスとしては、機能の違いや組み合わせで、4種類あるようです。

UCC28056X Selection Guide

 

ZCDをMOSFETのオン抵抗で行う以外に、

PFC Chokeの補助巻線で行う方法もあるようです。

UCC28056x, Using Auxiliary Winding Voltage for Driving ZCD/CSPin

 

回路設計はユーザーガイドなどを参考に、

UCC28056 BEVM-296 Evaluation Module

PFCLLCSREVM034 User Guide

計算ツールで回路定数を決められます。

UCC28056x Design Calculator (Rev. B)

 

トランスの補助巻線による電源供給その2

トランスの補助巻線による電源供給について補足です。

 

100-W Universal Line Input PFCBoost Converter Using theUCC38050

では、補助巻線の出力をC7:100 uF, R10: 220 Ohm 1W, C6: 100 uFでフィルターしています。

SLUU134B-sch

2次CRローパス・フィルタ数計算ツール

を用いて、

250m Ohm, 100uF, 220 Ohm 100uFで計算してみると、

fc=214Hz, -80dB@20kHzとなることがわかります。

2nd-Order-CR

比較のために、

CRローパス・フィルタ数計算ツール

を用いて、

250m Ohm, 220uFで計算してみると、

fc=2894Hz, -20dB@30kHzとなることがわかります。

1st-Order-CR

LTspiceによるシミュレーションでも、

容易に確認できますが、

補助巻線の周波数が100kHzと高いため、

平滑コンデンサの分割(Split Reservoir Capacitor)による

フィルタ構成の効果が大きいことがわかります。

 

トランスの補助巻線による電源供給

トランスの補助巻線による電源供給についてまとめておきます。

 

PFC Chokeを例にしています。

LT1249760805410でLTspiceでシミュレーションしてみます。

 

まず、定常状態のAC半周期(50/2=25Hz=40ms)における補助巻線の電圧です。

巻線比が39:4で出力電圧が382Vなので、

382/39*4=39Vの矩形波電圧の包絡線の底が

-14Vまで下がるような形で変化することがわかります。

 

この補助巻線電圧にR=220 Ohm, C=0.015uFを介して、

ショットキーダイオードで整流して、

Chold=200uFのホールドキャパシタと

18VのZenerダイオード(1N4746A(Iz=14mA)など)で、

Vcc電圧にしています。

Vcc電流は(Vaux-Vz)*C*f=(39-18)*0.015u*100k=31.5mAに

Rで電流制限をかけた値になるようです。

 

次に、Vcc電圧の起動時の様子です。

PFCのスイッチングが始まる

Vcc Turn-On Threshold=16.5Vまでは、

ブリッジ整流器の出力から抵抗を介して、

トリクル充電されていき、

スイッチングが始まると、

一時的に電圧が下がるため、

Vcc Turn-Off Threshold=10.5V

を下回らないように、

RとCholdを調整すればよいようです。

最終的に、Zenerダイオードで18Vにシャントされます。

 

なお、UCC38050の場合は、

Vccが内部Zenerでクランプされているため、

Input current into VCC clamp=30mA

の最大定格を超えないようにする必要があります。

 

トランスのLTspiceモデルのパラメータ化

1次側インダクタンス(Lp)、1次側巻数(Np)、2次側巻数(Ns)をパラメータとして、

トランスのLTspiceモデルを構成する場合に、

面倒な計算をしないですむ方法などをまとめておきます。

 

LTwikiのリンクが参考になります。

Transformers: Okay, but calculating winding inductances is tedious. Is there some way to just enter a turns count for all the windings?

 

.paramでLp, Np, Nsを与えて、

巻数の2乗あたりのインダクタンス(Kn=Lp/Np**2)を導出パラメータとして計算しておき、

コイルのインダクタンスを{Np**2*Kn}のように

パラメータの計算式で指定する方法です。

 

そのほかにも詳細なトランスのモデル化が必要なアプローチがまとまっていて

とても参考になります。

 

LNK3294による400V入力12V出力の補助電源の回路設計

LinkSwtich-TN2による400V入力12V出力の補助電源の回路設計をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

LinkSwitch-TN2 Data Sheet

RDR-737 – 1.44 W Non-Isolated Buck Converter Using LinkSwitch-TN2 900 V

補助電源をACやPFCの出力から降圧コンバータを少ない部品で構成できます。

 

その他主要部品:

ダイオード:

UF4007

SBYV26C

コイル:

RLB9012-152KL

 

 

 

250kHz 140W LLCコンバータの基板設計その2

HiperLCSによる250kHz 140W LLCコンバータの基板設計をアップデートしたので、

まとめておきます。

 

変更点:

インダクタ:

PH0803CNL, CTX100-1-52-R

補助電源:

LT8315

ブリッジダイオード:

KMB220S

 

EAGLEの回路図です。

 

基板レイアウトです。

 

基板上面のベタパターンです。

 

基板下面のベタパターンです。

 

以降は、試作に続きます。