D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響 その6

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプの積分回路でのIcmrr(IbとVcmの傾き)の評価をまとめておきます。

こちらの資料を参考にしています。

ppmレベルの精度のオペアンプ回路は実現できるのか?

ICMRR

入力信号のコモンモード・レベルに関連するのは、入力バイアス電流と、電源に伴うその変化であるICMRRです。
図1に示したように、ICMRRは4つに細分化されます。記号の折れ線は、バイアス電流が電圧に応じて可変であり、線形でない可能性があるということを表しています。2つの入力のバイアス電流とレベルへの依存度は異なる可能性があります。また、各入力は、両方の電源に応じて独立して変化します。ICMRR(合算することによりバイアス電流が決まります)により、アプリケーション抵抗の値との乗算で決まる電圧ノイズが生成され、回路全体のオフセット電圧が増加します。

ppmレベルの精度のアンプ回路は実現できるのか?

データシートのグラフから算出したIcmrrをまとめておきます。

ppm レベルの精度を得るために必要なオペアンプのパラメータの比較

IbとVcmのグラフをデータシートより引用します。

OPA2227

OPA2227

ADA4001-2

ADA4001-2

ADA4075-2

ADA4075-2

OPA2134

OPA2134

LT1057

LT1057

LT1213

LT1213

LT1113

LT1113

JFT入力のオペアンプはIbが小さいので問題になりませんが、BJT入力のオペアンプは注意が必要です。

なお、OPA2227の値が小さいのは入力バイアス電流を内部で補償しているからのようです。

D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響 その5

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプの積分回路でのTHD+NとVosの評価をまとめておきます。

こちらの資料を参考にしています。

ppmレベルの精度のオペアンプ回路は実現できるのか?

一方、オーディオ・アンプに相当するオペアンプ製品の場合、かなり安価であるのにもかかわらず、歪み性能が非常に高いものがあります。

但し、オフセットと1/fノイズを抑えるようには設計されていないため、それらの性能は良好ではありません。

また、この種のアンプも、おそらく10kHzを超える領域では、高い歪み性能を発揮することはできないはずです。

ppmレベルの精度のアンプ回路は実現できるのか?

そこで、THD+NとVosの関係に着目してみます。

データシートの値とD級アンプ・アプリケーションでのVosの実測値です。

ppm レベルの精度を得るために必要なオペアンプのパラメータの比較

THD+Nの周波数特性のグラフをデータシートより引用します。

OPA2227

OPA2227

ADA4001-2

ADA4001-2

ADA4075-2

ADA4075-2

AD8672

AD8672

OPA2134

OPA2134

LM4562

LM4562

LT1213

LT1213

LT1113

LT1113

THD+Nは1kHzの値がよくても10kHzから20kHzにかけて2-10倍程度上昇するようです。

また、VosとTHD+Nはトレードオフになるようです。

D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響 その4

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプの積分回路での精度の評価をまとめておきます。

こちらの資料を参考にしています。

ppmレベルの精度のオペアンプ回路は実現できるのか?

図と表を引用します。

オペアンプの誤差源
ppm レベルの精度を得るために必要なオペアンプの仕様
ppm レベルの精度を得るために必要なオペアンプのパラメータの比較

比較したオペアンプは以下の11種です。

OPA2227

ADA4001-2

ADA4075-2

AD8672

OPA2134

LM4562

MUSES8920

LT1057

LT1213

NJM2068

LT1113

積分回路は容量を介してFBをかけるため、電源や電流に関連するパラメータ(in, Ib, PSRR, Isc)の影響が大きくなると思われます。

実際のD級アンプで試した積分器に適したオペアンプの中では、ADA4075を基準として、OPA2227, ADA4001-2, ADA4075-2, AD8672, OPA2134, LM4562あたりでしょうか。

D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響 その3

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプの積分回路でのノイズ密度の評価をまとめておきます。

こちらの資料を参考にしています。

最適ノイズ性能を得るための低ノイズ・アンプ選択の手引き

オペアンプを使った積分器

低ノイズ設計に適したオペアンプの選択
性能指標(Rs,op)の計算

プロットしたオペアンプは以下の9種です。

OPA2227

ADA4001-2

ADA4075-2

AD8672

OPA2134

LM4562

LT1057

LT1213

LT1113

Rs,opが1MΩを超えるJFET入力オペアンプ(LT1057, ADA4001-2, OPA2134)は1MΩの軸上にプロットしています。

また、基準となる積分回路の信号源抵抗は2.7k||56k=2.6kΩ, ジョンソン・ノイズ6.4nVrtHzとして、プロットしています。

実際のD級アンプで試した積分器に適したオペアンプの中で、低ノイズ設計に適したオペアンプは、LM4562, ADA4075-2, OPA2227, AD8672, LT1113となるようです。

D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響 その2

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプ(積分回路と減算回路)のVs=+-5Vでの音質への影響をまとめておきます。

D級アンプ用オペアンプ比較表 その2

比較対象のオペアンプは以下の11種です。

OPA2227

ADA4001-2

ADA4075-2

AD8672

OPA2134

LM4562

MUSES8920

LT1057

LT1213

NJM2068

LT1113

比較表のデータシートの値(GB積、スルーレート、オープンループゲイン、CMRR, PSRR, 入力オフセット電圧および温度ドリフト、消費電流)はVs=+-15V, Vcm=0V, Ta=25degCのTypicalでまとめています。

実際の動作条件はVs=+-5Vで、回路構成としては積分回路(LPF)と減算回路(比例制御)で利用しています。

また、実際のD級アンプに実装した際の出力電圧のオフセットの実測値(L, R)から算出した絶対値の平均でソートしています。

積分精度への影響が大きい、オープンループゲインとオフセットのよいオペアンプを選択していますが、実際の回路での電圧オフセットの実測値は、必ずしもデータシートの値とは比例しないようです。

D級アンプの電圧オフセットの実測値がよいオペアンプは、OPA2227, ADA4001-2, ADA4075-2, AD8672でした。

D級アンプにおけるオペアンプのコンパレータ動作の要件

電圧モードの自励発振式D級アンプの積分回路に使用するオペアンプをコンパレータ(シュミットトリガ)として動作させると、使用できないオペアンプもあるので設計上の考慮事項をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

オペアンプをコンパレータとして使用する際のヒント

オペアンプをコンパレータとして構成する場合の考慮事項:

  1. 差動入力クランプ・ダイオード(背面結合ダイオード)の有無
  2. 入力同相モード電圧
  3. 伝播遅延
  4. 過負荷回復時間
  5. スルー・レート

例としてLT1213のデータシートから図表を引用します。

LT1213の等価回路図

まず、等価回路図で差動入力クランプ・ダイオードがないことを確認します。-INがQ1のベースに、+INがQ2のベースに直結されていて、クランプダイオードがありません。

次に、入力同相モード電圧は、V+-1.5VからV-の範囲にすべきと記載があります。

LT1213のコンパレータ応答時間とオーバードライブ電圧

過負荷回復時間に関しては、伝播遅延は17ns、オーバードライブ電圧に対するコンパレータの応答時間の変化も載っています。

LT1213の積分回路におけるコンパレータ動作のアプリケーション波形

アプリケーション波形としては、Vs=+-5Vにおいて、オーバードライブが+-50-10mVの矩形波の入力(緑)に対して、+-280mVの三角波(赤)を1.8V/usのスルーレートで出力して、無信号時は自励発振しています。

結論として、差動入力クランプ・ダイオードがないことの確認、入力同相モード電圧範囲、スルーレートに注意が必要となります。

また、高精度オペアンプはクランプダイオードを実装しているものが多いようです。

D級アンプにおけるオペアンプの音質への影響

自励発振式のD級アンプにおける2回路オペアンプ(積分回路と減算回路)のVs=+-5Vでの音質への影響をまとめておきます。

D級アンプ用オペアンプ比較表

比較対象のオペアンプは以下の8つです。

LM4562

MUSES8920

LT1213

NJM2068

OPA2134

ADA4075-2

ADA4001-2

LT1057

比較表のデータシートの値(GB積、スルーレート、オープンループゲイン、入力オフセット電圧および温度ドリフト、電圧ノイズ密度(10Hz)、消費電流)はVs=+-15V, Vcm=0V, Ta=25degCのTypicalでまとめています。

実際の動作条件はVs=+-5Vで、回路構成としては積分回路(LPF)と減算回路(比例制御)で利用しています。

また、実際のD級アンプに実装した際の出力電圧のオフセットの実測値をL, Rおよび絶対値の平均もまとめています。

最後に、オペアンプの実売価格を参考としてあげています。

パラメータの選定に関して、D級アンプ全体の音質への影響としては低周波での積分回路におけるオープンループゲイン、入力電圧オフセット、電圧ノイズ密度が支配的と考えています。また、入力電圧オフセットの温度ドリフトおよび温度上昇に影響する消費電流も変動要素として支配的と考えています。

結論として、これら8つのオペアンプで音質的に大きな変化がある回路ではないですが、それでも実際の聴感で判別できる程度の差異はあります。

傾向と特徴をあげておきます。

  1. オープンループゲインの増大に伴い、音の躍動感が増す。(LM4562, MUSES8920, LT1213)
  2. 電圧ノイズ密度の減少に伴い、音の奥行き感が増す。(ADA4075-2)
  3. GB積の大きなオペアンプで、最終的な電圧オフセットが大きくなるものがある。(LT1213, NJM2068)

電流モード自励発振式D級アンプとUCD

電流モード自励発振式D級アンプについてまとめておきます。

こちらを参考にしています。

グリーン・エレクトロニクス No.7 D級パワー・アンプの回路設計

最初の自作!Hypex Ucdパワーアンプ

LT1713/LT1714

ヒステリシスを用いた構成例

Differential amplifier

まず、2つの方式のLTspiceでのシミュレーションをあげておきます。

電流モード自励発振式D級アンプの回路図

電流モード自励発振式の回路をオペアンプ(LT1213)と電流検出アンプ(LT1995), コンパレータ(LT1713), ゲートドライバ(Si8244)で構成しています。LPFのインダクタが積分器(電圧を時間で積分すると電流)となっています。電流検出アンプのゲインとコンパレータのヒステリシスので自励発信周波数が調整可能です。差動アンプによる比例制御と積分回路による積分制御で二重の制御ループになっています。

電流モード自励発振式D級アンプの無信号入力時のFFT

積分回路でノイズシェーピングを掛けています。自励発振周波数は1.3MHzです。

電流モード自励発振式D級アンプの1V 10kHz正弦波入力時のFFT

ゲインは23dBとなります。

UCDの回路図

UCDのLTP(差動増幅回路)によるディスクリートの回路図です。LPFのインダクタの出力電圧に位相補償を掛けて、LTPにフィードバックしています。LTPで入力とLPFインダクタ出力の三角波を差動合成して得た矩形波で直接MOSFETを駆動しています。

UCDの無信号入力時のFFT

自励発振周波数は347kHzとなっています。

UCDの1V 10kHz正弦波入力時のFFT

ゲインは19dBとなっています。

D級アンプの場合、入力信号を線形増幅していない(積分回路で時間情報に変換(サンプリング)して、PWMで出力を合成している)ので、オーディオ用途の場合、オペアンプの特性としてはDCゲインと出力オフセットが支配的になります。

また、LPFのインダクタの電流検出を利用すれば、位相遅れ自体は一次系となるため、出力電圧の周波数特性の制御は比較的容易です。

AB級アンプとは必要な要素技術が大きく異なる(増幅回路というよりもアナログ・サンプリングとPWMによる制御付き電源回路)ところに注意が必要です。

MOSFETの寄生発振条件

MOSFETの寄生発振条件をまとめておきます。

こちらのアプリケーションノートが参考になります。

パワーMOSFET 寄生発振、振動

例として次の2つのMOSFETを取り上げます。

IRF200B211

IRFP250N

まず、アプリケーションノートの図2.21を引用しておきます。

寄生発振等価回路

アプリケーションノートの式(12)が発振条件で、

gm >= (Cgs/Cds)/R3

となって、R3(ドレイン・ソース間等価抵抗)はRg(ゲート抵抗)に反比例となっています。

具体的な数値例を挙げておきます。

IRF200B21: gfs=13S, Ciss=790pF, Coss=62pF, Crss=21pF

gm=gfs=13, Cgs/Cds=(Ciss-Crss)/(Coss-Crss)=(790-62)/(62-21)=18.8

IRFP250N: gfs=17S, Ciss=2159p, Coss=315p, Crss=83p,

gm=17, Cgs/Cds=(2159-83)/(315-83)=8.95

となって、仮にR3=1Ωとした場合、IRF200B21は発振条件を満たしませんが、IRFP250Nは発振条件を満たすことがわかります。

実際のD級アンプの設計では、ゲート抵抗の値とデッドタイムは出力LPFのインダクタに依存するため、発振しない十分大きなゲート抵抗値でデッドタイムを決定する形になります。

IRF200B211によるD級アンプの試作

IRF200B211によるD級アンプ

IRF200B211によるD級アンプを施策しました。

設計のポイントなどをまとめておきます。

電圧モードの自励発振でPSRRを向上、電流モードのフィードバックで周波数特性を改善、バランス入力とCMCフィルタによる出力でCMRRを向上させています。

なお、アバランシェ耐量に関しては、こちらのリンクが参考になります。

半導体(8)―― MOSFETのアバランシェ耐量の使い方(I)

半導体(9)―― MOSFETのアバランシェ耐量の使い方(II)

D級アンプのスイッチング素子としては、スイッチング時のスパイク(dv/dt, di/dt)が小さいことが大事になります。特性値としてはQgとQrrが小さいものが一つの目安になります。

積分回路(2次CRハイパス・フィルタ)の定数としては、C1=1000p, R1=3.3k, C2=1000p, R2=10T(FETオペアンプの入力抵抗)として、セカンドポールを48kHzに設定しています。

DCリンクの定数としては、1000p, 0Ωとしています。

スイッチングノードのスナバ回路は除去して、出力のZobelフィルタもCMCフィルタで置き換えています。

音の方ですが、PFC+LLCのコモンモードノイズの影響を排除して、高能率のスピーカーでも無音時のノイズは聞こえません。対策前の状況とは大違いです。

CHR70のバスレフで評価していますが、キックの太さからシンバルのアタックまでかなりよい感じです。ベースラインも明瞭に聞き取れます。

ヒートシンクも冷たいままで、アイドル時の損失は1W程度なので省エネです。