AB級アンプ – オープンデザイン・オーディオ

AB級アンプ、設計思想、MOSFETアンプ、UHC MOSFETアンプ、参考情報

LT1166によるUHC MOSFETアンプの試作

IPP129N10NF2S, TTC004B, TTA004Bを用いた、LT1166によるUHC MOSFETアンプのバイアス設定と位相補償をまとめておきます。

こちらの記事を参考にしています。

9.5.4 DC Biasing techniques with emitter/source degeneration

ドミナントポールを88kHz(ゲイン段（A)の補償容量：C1=5pFで設定)にしています。

LT1363の積分回路は1kΩ, 220pFとしています。

LT1166の外部補償容量は10pFとしています。

ダーリントンドライバ(TTC004B, TTA004B)のエミッタ抵抗およびコレクタ抵抗は220Ωとして静止電流を16mAとしています。また、エミッタ抵抗のバイパスコンデンサは100pFとしています。

ゲートストッパーは220Ωにしています。

位相余裕とゲイン余裕は以下のようになりました。

D: PM@1.9MHz=78deg, GM@16MHz=-22dB

音は、IRF530N, IRF9530NのコンプリメンタリMOSFETアンプとの比較では、よりすっきりした感じです。

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LT1166による準コンプリメンタリMOSFETアンプのバイアス設定と位相補償

IRF530N, TTC004B, TTA004Bを用いた、LT1166によるMOSFETアンプのバイアス設定と位相補償をまとめておきます。

こちらの記事を参考にしています。

9.5.4 DC Biasing techniques with emitter/source degeneration

C3M0120090DによるAB級 SiC MOSFETアンプの回路設計の記事で、エミッタディジェネレーションによる準コンプリメンタリは、ゲイン20倍、電源レール+-48Vに対して、出力電圧の振幅が制限(+-20V程度)されていましたが、バイパスコンデンサ(100pF)をエミッタ抵抗(150Ω)につけると十分な出力電圧の振幅(+-30V程度)が確保できるようです。

また、電流源駆動段(C)の位相余裕を確保するために、ドミナントポールを30kHz(ゲイン段（A)の補償容量：C1=22pFで設定)にしています。

なお、ダーリントンドライバ(TTC004B, TTA004B)のエミッタ抵抗およびコレクタ抵抗は150Ωとして制止電流を30mA(1W)としています。

増幅段(A), フィードフォワード段(B), 電流源駆動段(C), 出力電圧(D)のゲイン位相図

いつか機会があれば、試作して音も確認したいと思います。

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LT1166による電流源駆動MOSFETアンプの位相補償その2

IRF530N, IRF9530Nを用いた、LT1166によるMOSFETアンプの位相補償をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）

出力オフセットを安定させるために定数を一部見直しました。

まずLT1166の補償容量を100pFから10pFに変更しています。

また、ゲートドレインゾーベルの抵抗値を100Ωから220Ωに変更しています。

定数変更後の、出力電圧(D)の位相余裕とゲイン余裕は次のようになります。
PM=75deg@1.8MHz, GM=-21dB@26MHz

定電流源を変調するオペアンプ(LT1360)のゼロ周波数が15MHz付近にあるのと、ゲートドレインゾーベルのカットオフ周波数が3.3MHzなので、20-30MHzに変曲点が現れます。

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LT1166による電流源駆動MOSFETアンプの位相補償

IRF530N, IRF9530Nを用いた、LT1166によるMOSFETアンプの位相補償をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）

最終的な、LTSpiceによる回路図をしめします。

3段ダーリントンBJTアンプとほぼ同じですが、調整した箇所があります。

まず、電流源のエミッタ抵抗を68Ωにして、LT1166のItop/Ibottomを22mAに設定します。これで、矩形波の大信号入力時にもItop/Ibottom>4mAとなります。

次にバイアス回路（LT1166)の補償容量を100pF, 出力段(MOSFET)のゲート抵抗を100Ω、ゲートドレインゾーベルを100Ω, 220pFにそれぞれ設定します。

出力の位相余裕とゲイン余裕は次のようになります。
PM=69deg@1.9MHz, GM=-23dB@18MHz

なお、MOSFETの入力容量(Ciss)とフォワードトランスコンダクタンス(gfs)は以下の通りです。

IRF530: 920pF, 12S

IRF9530: 760pF, 3.2S

コンプリメンタリとはいってもかなり特性に違いがあります。

実際に試作してみましたが、音質としてはBJTアンプよりもやや太い感じです。

もちろん、ブートストラップ電源と出力段のバイパスコンデンサの違いによる影響もありますが。

部品数が3段ダーリントンBJTアンプよりも少ないので、こちらの方が手軽に製作できます。

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LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの位相補償その２

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの位相補償をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）

最終的な、LTSpiceによる回路図をしめします。

まず、ドミナントポールを決める入力および増幅段の差動増幅回路（LT1360, Av=27dB）のCMRRの補償容量を5pFにしてfc=88kHzとなります。

次に、フィードフォワードを決める積分回路(LT1363)をfc(1kΩ, 220pF)=720kHzとしています。この入力抵抗の値はVosに影響するようです。

最後にバイアス回路（LT1166)の補償容量を330pFとして、セカンドポールを26MHzとしています。

出力の位相余裕とゲイン余裕は次のようになります。
PM: 81deg@2.0MHz
GM: -16dB@14MHz

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LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの発振対策その２

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの発振対策をまとめておきます。

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。

以前はプリドライバ段、ドライバ段、パワー段に1Ωのベースストッパーを入れていましたが、最終的にパワー段にだけベースストッパーとして1Ωを入れています。

次に、電源レールのデカップリングとして、ドライバ段のコレクタにfc(1Ω, 0.1uF)=1.6MHz、プリドライバ段のコレクタに10Ωを入れています。

最後に、ベースコレクタゾーベルとして、fc(47Ω, 220pF)=15MHzをパワー段のベースコレクタ間に入れています。

ここで、プリドライバ段、ドライバ段、パワー段のfT(トランジション周波数)とCob（コレクタ出力容量）は以下のとおりです。

BJT(fT(MHz), Cob(pF)) =
2N5551(300, 6.0)
2N5401(400, 6.0)
TTC004B(100, 12)
TTA004B(100, 17)
TTC5200(30, 145)
TTA1943(30, 240)

コンプリメンタリBJTとはいっても、特性差は顕著で、パワー段のコレクタ出力容量が支配的になります。

以下に出力（パワー段のエミッタ抵抗の合流地点）の過渡解析によるFFTをしめします。

無信号時は-200dB以下のノイズフロアとなっています。

小信号入力時でもSNは120dBあります。

LT1166のクローズドループのユニティゲイン周波数が1.3MHz低度なので、このような折り返しノイズになるようです。

また、BJTの出力容量に起因するピークが顕著に現れます。

大信号入力時でもSNは120dBあります。

奇数次の高調波が顕著に現れます。

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LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの最適バイアス抵抗その２

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの最適バイアス抵抗のまとめです。

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。

結論としては、プリドライバ段およびドライバ段のクロスオーバー時の電流波形とピーク時のコレクタ損失で決定しています。

アイドル時のプリドライバ段のエミッタ抵抗は470Ω(5.2mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗は220Ω(5.7mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。

最大出力時のプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗を流れる電流波形のディップがなめらかになっています。

エミッタ抵抗を大きくするとこのディップが深くなって、波形が乱れます。

最大出力次のプリドライバ段とドライバ段のコレクタ損失の波形です。

プリドライバ段は上下非対称の正弦波となります。

また、ドライバ段はパワー段と同様の出力時のピークが凹んだ半波状の波形となります。

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スイッチング電源はオーディオに不向きなのか？

オーディパワーアンプにおけるスイッチング電源のノイズ対策をまとめておきます。

以下のリンクが参考になります。

スイッチング・レギュレータのノイズを包括的に理解する

まず、3つのノイズに対する対応は以下の通りです。

リップルノイズは、フィルタ(LC)で対応します。
広帯域ノイズは、回路設計(IC)やプリント基板のレイアウトで対応します。
スパイクノイズは、ZVS(BCM PFC, LLC DC/DC)で対応します。

一方、ノイズを発生するスイッチング電源側の対策だけでは不十分です。

特に、スイッチング電源の基板やケーブルから伝導および放射されるコモンモードノイズ対策としては、アンプ基板の入力信号の伝送方式で対応します。

具体的にはアンプの入力部をバランス入力およびラインレシーバ（差動増幅）にすることで対応します。

また、コモンモードループの対策も重要で、アースインダクタやCMCで対応します。

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LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの最適バイアス抵抗

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの最適バイアス抵抗をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。結論としては、プリドライバ段のエミッタ抵抗を680Ω(3.3mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を47Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。

ドライバ段の値はパワー段を最大入力時に必要なベース電流(hfe=100)から決まってきます。

問題はプリドライバ段の最適値で、こちらは(R21={470, 680, 1k})として、シミュレーションで決定しています。アイドル時の出力点(D)の電圧のFFTを示します。

緑: 470, 青: 680, 赤: 1kですが、青は振動が収まっています。LT1166のゲイン交点は1.2MHz程度ですが、DC安定度にかなり影響が出ます。

実際、バイアス電流が不足すると4kHz程度にうなり（耳障りな発振音）が発生します。

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LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの位相補償

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの位相補償をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: ４、フォロワ型アンプ出力段（ﾀﾞｰﾘﾝﾄﾝの有無）

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。プリドライバ段のエミッタ抵抗を1kΩ(2.5mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を100Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。

LT1166でパワー段のアイドル電流は制御していますが、プリドライバ段とドライバ段のアイドル電流で動作点が変わるようです。

さらに、位相補償として、R24(U2: フィードフォワードのフィードバック抵抗）を5.1kΩ、R5(U3: カレントソースドライブのフィードバック抵抗)を1.8kΩとしています。

電圧増幅(A), フィードフォワード(B), カレントソースドライブ(C), 出力(D)のゲイン位相図

1MHz-30MHzの直線性が改善しています。

また、寄生インダクタンスの影響を低減するため、プリドライバ段、ドライバ段、出力段はPCB上で、できるだけ近くに配置することが必要なようです。

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