LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの最適バイアス抵抗

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの最適バイアス抵抗をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: 4、フォロワ型アンプ出力段 (ダーリントンの有無)

3段ダーリントンBJTアンプの回路図

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。結論としては、プリドライバ段のエミッタ抵抗を680Ω(3.3mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を47Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。

ドライバ段の値はパワー段を最大入力時に必要なベース電流(hfe=100)から決まってきます。

問題はプリドライバ段の最適値で、こちらは(R21={470, 680, 1k})として、シミュレーションで決定しています。アイドル時の出力点(D)の電圧のFFTを示します。

アイドル時の出力電圧の周波数特性

緑: 470, 青: 680, 赤: 1kですが、青は振動が収まっています。LT1166のゲイン交点は1.2MHz程度ですが、DC安定度にかなり影響が出ます。

実際、バイアス電流が不足すると4kHz程度にうなり(耳障りな発振音)が発生します。

LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの位相補償

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの位相補償をまとめておきます。

こちらのリンクが参考になります。

良く使われる回路での高域特性限界: 4、フォロワ型アンプ出力段 (ダーリントンの有無)

3段ダーリントンBJTアンプの回路図

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。プリドライバ段のエミッタ抵抗を1kΩ(2.5mA)、ドライバ段のエミッタ抵抗を100Ω(12mA)、パワー段のエミッタ抵抗を0.22Ω(91mA)としています。

LT1166でパワー段のアイドル電流は制御していますが、プリドライバ段とドライバ段のアイドル電流で動作点が変わるようです。

プリドライバ段、ドライバ段、パワー段のアイドル電流

さらに、位相補償として、R24(U2: フィードフォワードのフィードバック抵抗)を5.1kΩ、R5(U3: カレントソースドライブのフィードバック抵抗)を1.8kΩとしています。

電圧増幅(A), フィードフォワード(B), カレントソースドライブ(C), 出力(D)のゲイン位相図

1MHz-30MHzの直線性が改善しています。

また、寄生インダクタンスの影響を低減するため、プリドライバ段、ドライバ段、出力段はPCB上で、できるだけ近くに配置することが必要なようです。

LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの発振対策

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの発振対策をまとめておきます。

3段ダーリントンBJTアンプの回路図

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。プリドライバ段、ドライバ段、パワー段に1Ωのベースストッパーを入れています。

つぎにプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗を調整します。

パワー段のバイアス電流はLT1166で0.22Ωのエミッタ抵抗で、90.8mAに制御されます。

次に、パワー段のhfeを100倍程度として、ドライバ段のエミッタ抵抗を0.22x2x100=440~=470Ωに設定します。

最後に、プリドライバ段とドライバ段のベース電流がほぼ同じ値(43.1uAと41.0uA)になるように、プリドライバ段のエミッタ抵抗を47Ωに設定します。

これらのエミッター抵抗値では、プリドライバ段、ドライバ段、パワー段のコレクタ損失はそれぞれ、248mW, 1.29W, 4.35Wになります。

プリドライバ段のエミッタ抵抗=470Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性

アイドル時のプリドライバ段のエミッタ抵抗=470Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。発振は見られません

プリドライバ段のエミッタ抵抗=390Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性

同様に、プリドライバ段のエミッタ抵抗=390Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。こちらは発振が見られます。

プリドライバ段のエミッタ抵抗=510Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性

最後に、プリドライバ段のエミッタ抵抗=510Ωのパワー段の出力電圧の周波数特性です。こちらも発振が見られます。

これらのシミュレーション結果から、3段ダーリントンのプリドライバ段とドライバ段のエミッタ抵抗の設定は、かなりシビアなことがわかります。

LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの試作

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントンBJTアンプを試作しました。

3段ダーリントンBJTアンプ基板

以前に試作したAB級コンプリメンタリBJTアンプの基板をさらにモディファイしています。元のドライバ段のダイオードとエミッタ抵抗を除去して、プリドライバ段のTO-92のトランジスタ(2N5551, 2N5401)とプリドライバ段とドライバ段のバイアス抵抗(300Ω, 75Ω)を組み込みました。3種類のトランジスタですべてピン配置が異なる(EBC, ECB, BCE)ので、配線に注意が必要です。

3段ダーリントンBJTアンプの全体

アイドル時の出力オフセットはLch: 4.8mV, Rch: -1.7mVとなりました。

電源はPFC+LLC+CMフィルタの構成で、アイドル時の出力電圧は+-47V程度です。

動作時の発熱は、ヒートシンクが暖かくなる程度です。

音質は、ノイズフロアが下がり、低音はキックやベースが明瞭になり、高音はハイハットやシンバルの余韻が心地よいです。ボーカルもよりソウルフルに感じます。オーディオパワーアンプの場合、120dB以上のDCゲイン(hfe)がないと十分な感じにならないようです。

LT1166による3段ダーリントンBJTアンプの回路設計

2N5551, 2N5401, TTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166による3段ダーリントン(Triple)BJTアンプの回路設計をまとめておきます。

3段ダーリントンBJTアンプの回路図

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。パワーBJTのSpiceモデルは2SC5200, 2SA1943で代用しています。回路の特徴としては、1段目(Pre-driver)と2段目(Driver)はA級動作で、3段目(Power)はLT1166によりカットオフしないAB級動作になります。

3段ダーリントンBJTアンプの周波数特性

AC解析による周波数特性です。ゲイン27dB, fc=56kHz, ゲイン交点911kHz, 位相余裕71degとなります。パワー段のft=4MHzまで、位相余裕は十分あります。

3段ダーリントンBJTアンプのアイドル時の出力のFFT

アイドル時の出力電圧のFFTです。ノイズフロアが-200dBとなり、fc=56kHz以降は直線的に下がります。バイアス電流はそれぞれ、プリドライバ段が8.2mA(300Ω)、ドライバ段が17mA(75Ω)、パワー段が92mA(0.44Ω)となります。

損失はプリドライバ段が380mW, ドライバ段が820mW, パワー段が4.4W, プッシュプルなので全体で11W程度です。

3段ダーリントンBJTアンプの10kHz, 1.5V正弦波入力時の出力のFFT

10kHz, 1.5Vの正弦波入力時の出力のFFTです。100Wクラスの出力で、ノイズフロアは-100dB程度まで上昇します。ダイナミックレンジとしては120dBを超えます。

LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプの試作

東芝のTTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプを試作しました。

BJTブートストラップアンプ基板

以前に試作したSiC MOSFETブートストラップアンプの基板をモディファイしています。入力部は差動増幅回路なのでバランス信号を直接、接続しています。

BJTブートストラップアンプの全体

アイドル時の出力オフセットはLch: 4.5mV, Rch: -2.0mVとなりました。

電源はPFC+LLC+CMフィルタの構成で、アイドル時の出力電圧は+-47V程度です。

動作時の発熱は、ヒートシンクが暖かくなる程度です。

音質は、低音が太めで、高音はすっきりといった感じです。

LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプの回路設計

東芝のTTC004B, TTA004B, TTC5200, TTA1943を用いた、LT1166によるAB級コンプリメンタリBJTアンプの回路設計をまとめておきます。

BJTアンプの回路図

まず、LTSpiceによる回路図をしめします。パワーBJTのSpiceモデルは2SC5200, 2SA1943で代用しています。MOSFETアンプとの違いは、LT1166のVtopとVbottomに470p, 100Vのバイパスコンデンサを追加するのと、ダーリントンドライバとパワーBJTの間にダイオードを追加する点です。

BJTアンプの周波数特性

AC解析による周波数特性です。ゲイン27dB, fc=55kHzとなります。ft=4MHzのパワーBJTなので、ドミナントポールがこのあたりに来るようです。

BJTアンプのアイドル時の出力のFFT

アイドル時の出力電圧のFFTです。ノイズフロアが-200dBとなります。バイアス電流はそれぞれ、ドライバ段が20mA、パワー段が100mA程度です。

損失はドライバ段が1W, パワー段が4W, プッシュプルなので全体で10W程度です。

BJTアンプの10kHz, 1.5V正弦波入力時の出力のFFT

10kHz, 1.5Vの正弦波入力の出力のFFTです。100Wクラスの出力で、ノイズフロアは-90dB程度まで上昇します。ダイナミックレンジとしては120dB程度です。

高スルーレートのオペアンプによるブートストラップアンプで、電流駆動ダーリントンドライバにフィードフォワードをかけて、トランスリニアバイアスによるカットオフしないAB級動作によりクロスオーバー歪が小さいということのようです。

Markaudio CHR120用トランスミッションライン・エンクロージャーの設計(その2)

Markaudio CHR120用のトランスミッションライン・エンクロージャーの設計をまとめておきます。

スピコン端子(NL4MPRXX)で、250背高型エンクロージャーにニードルフェルト(7面)の追加工をする設計です。

CHR120-250TL

エンクロージャーとスピーカーユニットのパラメータをもとにLTSpiceによる音響回路モデルで開口端の大きさを決定しました。

CHR120-250TLの音響回路モデル

共鳴管の有効長x1=3.486m,

共鳴管の断面積S1=0.258*0.1395=2.45*S0=0.0360m^2,

開口端の断面積S2=3.14*(1.3*0.0685)^2=1.69*S0=0.0249m^2のときの共鳴管の一次の共振周波数は34Hz=Fs, 群遅延は350msとなります。

CHR120-250TLの周波数特性および群遅延

ニードルフェルトなどの影響で実際のエンクロージャーの特性は、若干変わってきますが、設計としてはこれで十分だと思います。

Markaudio CHR90用トランスミッションライン・エンクロージャーの設計(その2)

Markaudio CHR90用のトランスミッションライン・エンクロージャーの設計をまとめておきます。

スピコン端子(NL4MPRXX)で、200背高型エンクロージャーにニードルフェルト(7面)の追加工をする設計です。

CHR90-200TL

エンクロージャーとスピーカーユニットのパラメータをもとにLTSpiceによる音響回路モデルで開口端の大きさを決定しました。

CHR90-200TLの音響回路モデル

共鳴管の有効長x1=2.418m,

共鳴管の断面積S1=0.204*0.111=2.664*S0=0.0226m^2,

開口端の断面積S2=3.14*(1.4*0.052)^2=1.96*S0=0.0166m^2のときの共鳴管の一次の共振周波数は44Hz=Fs, 群遅延は160msとなります。

CHR90-200TLの周波数特性および群遅延

ニードルフェルトなどの影響で実際のエンクロージャーの特性は、若干変わってきますが、設計としてはこれで十分だと思います。

LTspiceによるTLSスピーカーエンクロージャーの設計(その4)

LTspiceを用いて有限要素法による音響管の1次元モデルのシミュレーションを行い、音響管の開口端の半径による開口端補正の影響を確認します。

音響工学原論 4・5・6 管の開口端の補正より、管の開口端付近の音場の等音位面はこのようになるようです。

管の開口端付近の音場の等音位面

また、式(73)に鍔の付いた一方を閉じた短管の開口端補正長αは半径をaとするとα=8a/3π=0.85aとあります。

この値に基づいて、音響管の長さを2.5+0.85a [m](λ0=10[m], f0=34 [Hz])、音響管の断面積を振動板面積の1.4倍(1.4*0.0147 [m^2])、音響管の開口端の半径をスピーカーユニットの振動板半径(0.0685m)を基準に0.25, 0.5, 1, 2, 4倍に変化させて、開口端からの出力の共振周波数と群遅延をシミュレーションしています。

分布定数回路による音響管の音響回路

こちらがAC解析の結果で、紫が4倍、水色が2倍、赤が1倍、青が0.5倍、緑が0.25倍のときの出力(体積流)と群遅延になります。

音響管の開口端の半径による共振周波数および群遅延の変化

音響管の開放端の半径に応じて共振周波数とゲインが変化することがわかります。群遅延の大きさはほぼ一定です。

結論としては、TLSの場合、開放端補正後の共振周波数とゲインは開放端の半径に依存するため、0.25から4倍程度の範囲で共振周波数(20Hz程度の範囲)とゲイン(15dB程度の範囲)のトレードオフを調整できるようです。