積分回路の低周波数特性 その5

T型フィルタ(2次CRハイパスフィルタ)による積分回路の積分非直線性(INL)の最適化設計の続きです。

オペアンプOPA1656をの定数を見直します。

極配置の計算は、2次CRハイパス・フィルタ計算ツールを利用しています。

LTSpiceによるシミュレーションモデルとAC分析です。

2次CR積分回路モデル(OPA1656)
2次CR積分回路AC分析(OPA1656: 出力)
2次CR積分回路AC分析(OPA1656: 反転入力)

まず、OPA1656の入力インピーダンスは6TΩ(=R2)、オープンループゲインは150dBとなっています。そこで、R1の値としてR2/R1=142dBとなるように、470Ωを選択します。

またGB積は53MHzあるので、C1=C2=2200pFとすると、p1=12uHz, p2=154kHzとなり、積分線形性帯域をOPA1656の性能に見合った範囲に伸ばせます。

また、反転入力から見たLPF特性はfc=364kHz<812kHz/2となるため、自励発振周波数(オーバーサンプリング周波数)に対しても、適切な値になります。

最後にD級アンプ全体の特性をLTSpiceシミュレーションで、確認しておきます。

D級アンプ回路図(OPA1656)
D級アンプ出力FFT(無信号)
D級アンプ出力FFT(1V, 20kHz正弦波入力)

D級アンプ全体(ΔΣADC(812kHz))としては、オーディオ帯域(20-20kHz)のサンプリング周波数(48kHz)に対して、812/48=16倍程度のオーバーサンプリング相当となります。

また、有効ビット数としては、ENOB=(108-1.76)/6.02=17.6>16ビット相当となっています。

また、ENOB=16bitのときのSINAD(S/N)は、16*6.02+1.76=98.08dBとなるので、高能率のスピーカーで評価する必要があります。

積分回路の低周波数特性 その4

まとめとして、T型フィルタ(2次CRハイパスフィルタ)による積分回路の積分非直線性(INL)の最適化設計を検討します。

オペアンプとしてはOPA2134, OPA1656を検討します。

極配置の計算は、2次CRハイパス・フィルタ計算ツールを利用しています。

LTSpiceによるシミュレーションモデルとAC分析もあげておきます。

2次CR積分回路モデル(OPA2134)
2次CR積分回路AC分析(OPA2134)
2次CR積分回路モデル(OPA1656)
2次CR積分回路AC分析(OPA1656)

まず、積分対象範囲の周波数は20-20kHzのオーディオ帯域なので、2つの極配置としては20Hzより下と20kHzより上にそれぞれ配置することがフィルタの設計目標になります。通常2つあるCの値は同じにします。2つめの抵抗値はオペアンプの非反転入力の入力インピーダンス(FET入力オペアンプの場合10TΩ程度)になります。

C1=470pF, C2=470pF, R1=10kΩ, R2=10TΩとすると極の値はそれぞれ、p1=34uHz, p2=34kHzとなります。

この値で積分回路の出力の20-20kHzの直線性 をAC分析で確認するとほぼ120dB/3decとなります。

ポイントとしては、低域の限界はオペアンプのオープンループゲイン(DCゲイン)に依存するため、適切な抵抗値を設定して直線性のよい部分が20Hzあたりになるよう調整します。

また、高域の限界はオペアンプのGB積に依存するため、容量値を適切に設定して直線性のよい部分が20kHzあたりになるよう調整します。

OPA1656の場合GB積が大きいのとオペアンプ回路の特性のため、20kHzよりも上側は1次の傾斜になりますが、帯域外のノイズシェーピングの形状になるようなので特段影響はないようです。

最後に、OPA2134で実際のD級アンプで音を確認したところ、良好な結果が得られています。

積分回路の低周波数特性 その3

積分回路の低周波数特性の改善回路として、バンドストップフィルタによる回路を実装しましたが、ノイズシェーピングとしては1次特性(20dB/Dec)になってしまい、2次特性(40dB/Dec)に比較して、20k-20Hz(3Dec)の帯域では、S/Nが60dB@20Hz程度悪化します。

そこで今度は、多重帰還型フィルタを検討してみます。

以下のリンクが参考になります。

アクティブ・フィルタの位相関係

TNJ-050:LTspiceでアクティブ・フィルタのノイズ解析(中編) サレン・キー型と多重帰還型アクティブ・フィルタを比較し、ローノイズ化を図るためにLT1128を使ってみる

オペアンプ多重帰還型ハイパス・フィルタ計算ツール

まず、多重帰還型フィルタのシミュレーションです。

多重帰還型フィルタ(回路図)
多重帰還型フィルタ(AC分析)

緑(出力)がノイズシェーピングに相当しますが、fc=48kHzまでほぼ直線的に増加した後、-40dB@4MHzまでさがり、10MHz付近に跳ね返りが生じます。

青(入力)のLPFは肩特性に段が付くのと、4-10MHzに跳ね返りが生じます。

比較のために、通常のT型フィルタのシミュレーションもあげておきます。

T型フィルタ(回路図)
T型フィルタ(AC分析)

緑(出力)10Hz以下の特性はオープンループゲインの上限によるものです。fc=70kHzまで、2次特性で上昇し、-50dBで平坦になります。

青(入力)のLPFも跳ね返りがなく10MHz超まできれいなカーブになります。

つぎに、それぞれのフィルタ回路を実際のD級アンプに組み込んだシミュレーションを示します。

多重帰還型積分回路によるD級アンプ
多重帰還型積分回路によるD級アンプのS/N

多重帰還型積分回路によるD級アンプ(ゲイン26dB)の20kHz, 1V正弦波入力による出力のノイズフロアは-60dB程度になります。

T型積分回路によるD級アンプ
T型積分回路によるD級アンプのS/N

T型積分回路によるD級アンプ(ゲイン26dB)の20kHz, 1V正弦波入力による出力のノイズフロアは-80dB程度になります。

結論としては、単純なT型積分回路でオペアンプの特性に合わせた構成が最もよいようです。

積分回路の低周波数特性 その2

積分回路の低周波数特性の改善回路を実装してみました。

積分回路の低周波数特性の改善

写真の斜めに付いている抵抗アレイの基板(2012 x4)を2枚スタックしたものが実装した回路で、ECHU(X)(680Fp x2, 330pF)とRG(1MΩ x3)を使用しています。

ADA4001-2では、ノイズが大きいですが、OPA2134では問題ない感じです。低域のオープンループゲインの違いによるようです。音質的には床鳴りがズンズンくる感じになります。

抵抗値が大きすぎるようなので、再度、SPICEシミュレーションをしてみました。{(680p, 470p, 330p), (1000k, 100k, 10k)}で最適な組み合わせを見つけます。

積分回路の低周波数特性(回路図)
積分回路低周波数特性(AC解析)

{680p, 10k}(緑)の組み合わせで、低域の位相が90度で平坦になり, ゲインも20dB/Dec(20-20kHz)となるのでよいようです。

積分回路の低周波数特性

積分回路の低周波数特性に関してまとめておきます。

これらの資料が参考になります。

AN-357 オペアンプを使った積分器

Introduction to Capacitor Technologies: What is a Capacitor?

実際の回路として、電流モードD級GaN FETアンプで、2次のCRフィルタを用いた積分回路を利用しています。

しかしながら、100Hzよりも低域の周波数応答に関して非線形性があります。そこで、AN-357に出ている低周波AC積分器の回路を適用して改善できるか、LTspiceでシミュレーションしてみました。

この回路を1次側もしくは2次側のCに対して適用すればよいようです。

ADA4001-2のオープンループゲインを示します。400Hzから下の帯域はフラットです。

ADA4001-2

こちらが、元の2次CR積分回路のシミュレーションモデルです。

2次CR積分回路

2次CR積分回路のAC解析です。オペアンプの出力電圧で見ています。100Hzと100KHz付近にポールができるようです。

2次CR積分回路のAC解析

次に低周波2次CR積分回路のシミュレーションモデルです。反転入力端子側のCに低周波AC積分回路を適用しています。

低周波2次CR積分回路

こちらが、低周波2次CR積分回路のAC解析です。20Hz-20kHzでほぼ線形になります。

低周波2次CR積分回路

実際の音質への影響は、実験してみるしかありません。

差動増幅回路のCMRRと抵抗精度

差動増幅回路のCMRRと抵抗精度に関してまとめておきます。

これらの資料が参考になります。

AN-589 ディファレンス・アンプの性能最適化法

Analog Dialogue 48-02 差電圧アンプ回路の“落とし穴”

RAQ Issue #165 ディファレンス・アンプ回路の抵抗は外付けでよいのか?

実際の回路として、電流モードD級GaN FETアンプで、出力LPFの前後の電圧を比例制御するためにユニティゲインの差動増幅回路を利用しています。

LPF通過後の電圧は差動増幅回路の反転入力に加算回路として取り込むため、抵抗内蔵型の差動増幅アンプ(LT1995など)が利用できません。

また、フットプリントを削減するため、積分回路と差動増幅回路は2回路のオペアンプ(ADA4001-2など)で構成している点も外付けの抵抗にするもう一つの理由です。

実際に、1%精度のMFS25F1KBから0.1%精度のRG2012-N-102-B-T5の4つの抵抗を変更してみました。CMRRが約20dB向上する計算です。

RG2012-N-102-B-T5

写真中央の抵抗アレイ作成基板2つにそれぞれチップ抵抗を2つずつ載せてADA4001-2の2回路目の反転入力および非反転入力に実装しています。

音質の変化としては、ドラムのキックなどの打撃音の押し出し感が増すようです。

USBアイソレータの評価その4

HS01を入手したので、簡単な評価をまとめておきます。

HS01

HS01はUSB 2.0のHigh Speedに対応しているUSBアイソレータです。

UMC202HDとPCの間に接続したところ、何の問題もなくバスパワー、24bit/192kHzで動作しました。

ホスト側のUSB Type Aコネクタが手持ちのケーブルに対して若干緩いのと、やや発熱が大きいです。

消費電流の大きなバスパワーのディバイスに対しては、USB-Cで外部から5Vの絶縁電源で供給する必要があるようです。

USBアイソレータの評価その3

ISOUSB211DPEVMを入手したので、簡単な評価をまとめておきます。

ISOUSB211DPEVM

USB 2.0のHigh/Full/Low Speedに対応している絶縁USBリピータISOUSB211の評価基板です。

バスパワー用の絶縁電源や外部電源用のLDO、スルーのUSBコネクタ(基板上部)や計測用のチェック端子も実装されています。

UMC202HDとPCの間に接続したところ、何の問題もなくバスパワー、24bit/192kHzで動作しました。

PCに起因するコモンモードノイズを絶縁することによって断ち切るのが目的なので、音質的な変化はほとんどありません。

評価基板なのでフットプリントが大きいですが、今後、ISOUSB211を使用した小型の製品が出てくると思います。

アースインダクタによるコモンモードノイズ対策

D級アンプの電源を臨界モードPFC+LLCコンバータにした場合、最大のコモンモードノイズ発生源は、PFCのホットループと整流用ブリッジダイオードになります。

また、シングルエンドのD級アンプの場合、グランドへの回り込みや飛び込みに対するCMRRの向上が対策のポイントになります。

ACインレットにフィルタ内蔵のものを利用しても、アース経路自体には何もフィルター要素がないので、アンプのシャーシ内部のアース線の引き回しによるノイズの影響は避けられません。

そこで、アースインダクタ(SNG-19DB-014)によるコモンモードループの対策を実施してみました。

SNG-19DB-014の実装例

写真上側の黄色と緑のアース線を巻いているトロイダルコイルがアースインダクタで、写真左側にPFCのホットループ(電解コンデンサ)と整流用ブリッジダイオードがあります。写真下側のトロイダルコイルはLLCコンバータの2次フィルタです。

SNG-19DB-014インピーダンス特性

SNG-19DB-014のインピーダンス特性をあげておきます。設計意図としては、オーディオ帯域(20-20kHz)よりも高い周波数のアースからの回り込みをブロックしたいということです。100kHzで20dB, 1MHzで40dB, 30Mhzで60dB程度の減衰率(インピーダンス上昇)になっています。

接続としては、コモンモードフィルタのYコンのアースライン(LLCコンバータの2次フィルタとD級アンプの2次フィルタ(L, R)の3つが集まっているアースポイント)とACインレットフィルタのアースポイントの間にアースインダクタを入れています。

実際の効果はかなりあります。能率92dBのスピーカー(CP15E)をニアフィールド(1.5m)程度の距離で聴いても、無信号時の雑音が気にならなくなりました。

D級アンプのPCBレイアウト

D級アンプのPCBレイアウトで考慮すべき点をまとめておきます。

資料としてはこちらが参考になります。

AN139 電源レイアウトとEMI

AN136 非絶縁型スイッチング電源のPCBレイアウトにおける考慮事項

PFCやLLCコンバータのレイアウトにも役に立つポイントがたくさん載っているので、おすすめのアプリケーションノートです。

まず、AN139から降圧コンバータのホットループの図を引用します。

降圧コンバータのホットループ

D級アンプはトポロジーとしては降圧コンバータなので、EMIの原因となる緑のホットループ(Cin, S1, S2)を最小化します。

具体的なPCBレイアウトの例として、AN136から図を引用します。

降圧コンバータのレイアウト例

実際のシングルエンドで両電源のD級アンプだと、出力側の連続電流はプッシュプルでVoutの-とPGNDの電位が異なります。

次に、ゲート・ドライバの図を引用します。

ゲート・ドライバのレイアウト例

基本的にゲートドライバの配線はループ面積が最小になるようにしますが、PGNDプレーンがあれば、ボトムサイドのリターン電流は自動的にAC結合するとあります。

実際のD級アンプで出力側が両電源の場合、PGNDの電位はマイナスになります。

次に、電流検出の図を引用します。

電流検出のレイアウト例

ケルビン検出(Rsense)のための配線のループ面積を最小にして、VIAからノイズを拾わないように注意となっています。

実際の電流モードのD級アンプでもLPFの出力の電流検出を行っています。

最後に、信号とパワーのグランドの分離の図を引用します。

実際のシングルエンドのD級アンプでは、信号グランドと出力のグランド(両電源の中点電位)の分離になります。PGNDに対しては絶縁かレベルシフトになります。