400W BTL自励式D級アンプの設計

LTC1992-1による400W BTL自励式D級アンプの設計をまとめておきます。

ゲイン20倍のハーフブリッジ自励式D級アンプ(100W)2chを平衡入力できるように完全差動アンプ(LTC1992-1)で駆動するだけです。

400W BTL自励式D級アンプの回路図
400W BTL自励式D級アンプの過渡解析の結果(緑:出力電圧、青:出力コモンモード電圧、赤:出力)
1.4V 10kHz 正弦波入力時の出力電圧のFFT

2つのレッグの互いに反転された矩形波がクロックになるので、3レベルPWMになるようです。

D級アンプのデメリット解消と音質改善

D級オーディオパワーアンプにおけるデメリットの解消方法と音質改善につてまとめておきます。

以下のリンクが参考になります。

アプリケーションノート 3977 D級アンプ:基本動作と開発動向

ZVS自励発振式電流モードD級アンプ

最初に、一般的なD級オーディオパワーアンプの設計課題をあげておきます。

  1. PSRRの向上
  2. 周波数特性の向上
  3. スイッチングノイズ対策(EMI)の向上

まず、PSRRの向上に関しては、スイッチングノード(プリフィルタ)のフィードバックが必要です。

実際の設計としては、電圧モードの自励発振式(ΣΔ変調)での対応が容易です。

次に、周波数特性の向上に関しては、ポストフィルタのフィードバックが必要です。

実際の設計としては、電流モード(インダクタ電流検出)の他励式として状態フィードバックによるPI制御での対応が容易です。

最後にEMIの向上に関しては、ZVS、CMC、スペクトラム拡散(自励発振式のPDM)での対応が容易です。

BTLであれば、フィルタレス変調方式(3レベルPWM)もありますが、より複雑になります。

最近の薄型テレビやスマートフォンなどはICによるD級アンプですが、音質に不満はありません。

また、試作したZVS自励発振式電流モードD級アンプの音質も、電源からトータルで回路設計を詰めたので、十分な基本性能(SNR, 周波数特性)に到達しています。

スペックで評価できない動的な聴感としては、トリオジャズのベース、ピアノ、キック、ブラシ、シンバル、ミュージシャンのハミングがUSBインタフェース(DAC)のヘッドホン出力で聴くよりもリアルにスピーカー(8cm/38cm)で音楽を体感できます。

スイッチング電源はオーディオに不向きなのか?

オーディパワーアンプにおけるスイッチング電源のノイズ対策をまとめておきます。

以下のリンクが参考になります。

スイッチング・レギュレータのノイズを包括的に理解する

PFC+LLC+CMCによるオーディオ用スイッチング電源

まず、3つのノイズに対する対応は以下の通りです。

  1. リップルノイズは、フィルタ(LC)で対応します。
  2. 広帯域ノイズは、回路設計(IC)やプリント基板のレイアウトで対応します。
  3. スパイクノイズは、ZVS(BCM PFC, LLC DC/DC)で対応します。

一方、ノイズを発生するスイッチング電源側の対策だけでは不十分です。

特に、スイッチング電源の基板やケーブルから伝導および放射されるコモンモードノイズ対策としては、アンプ基板の入力信号の伝送方式で対応します。

具体的にはアンプの入力部をバランス入力およびラインレシーバ(差動増幅)にすることで対応します。

また、コモンモードループの対策も重要で、アースインダクタやCMCで対応します。

コンデンサインプット電源は理想の電源か?

コンデンサインプット電源の考察をまとめておきます。

以下のリンクが参考になります。

力率改善回路(PFC)

SiC SBDとCRCフィルタによるコンデンサインプット電源

オーディオパワーアンプ用の電源としては、商用電源(100V 50/60Hz AC)をトランスで降圧して、ダイオードブリッジで整流し、平滑コンデンサで出力電圧のリップルを平滑する正負電源が一般的です。

これまでも理想ダイオード(MOSFET)、SiC SBD、CRフィルタ、LRフィルタなどを組み合わせたものを試作してきました。

ところが、試作の結果として、スイッチング素子(ダイオードブリッジ)を変えるとスイッチングノイズ(リカバリノイズ)は下がりますが、それ以外のノイズは下がりません。

なぜなら、コンデンサインプット電源はスイッチング周波数が100/120Hzのスイッチング電源に他ならないからです。

いくら物量を投入してリップル電圧を下げたとしても、商用電源からみた力率は低下し、電流インパルスによる電流高調波の影響は避けられません。

しかもスイッチング周波数がオーディオ周波数帯域の低域にあるため、パッシブフィルタによる対策が容易ではありません。

たとえば、仮に2次CRローパス・フィルタの構成を取るとすると、0.33Ω/10000uFをカスケードして、fc=48Hzとなります。-12dB@100Hz程度になります。

これが、fsw=100kHzのスイッチング電源であれば、0.1Ω/33uFでfc=48kHz, -12dB@100kHzが容易に得られます。実際には小型のパワーインダクタが使えるので、LRフィルタで2倍の減衰率が容易に得られます。

また、PFCによる力率改善の効果は特に低域の聴感で顕著になります。

コンデンサインプット電源の場合、商用電源から低い力率と周波数で切り離されてしまい、電解コンデンサのDC電圧が後段の実質的な駆動力になります。

一方、PFCで400Vに昇圧してからLLCコンバータで降圧する形では、高い力率と周波数で商用電源のパワーが伝達されます。

つまり、タンクで供給するか、ポンプで供給するかの違いになります。

実際の設計では、スイッチング電源のトレードオフはコモンモードノイズにあるので、こちらの対策が大事になります。