差動増幅回路のCMRRと抵抗精度

差動増幅回路のCMRRと抵抗精度に関してまとめておきます。

これらの資料が参考になります。

AN-589 ディファレンス・アンプの性能最適化法

Analog Dialogue 48-02 差電圧アンプ回路の“落とし穴”

RAQ Issue #165 ディファレンス・アンプ回路の抵抗は外付けでよいのか?

実際の回路として、電流モードD級GaN FETアンプで、出力LPFの前後の電圧を比例制御するためにユニティゲインの差動増幅回路を利用しています。

LPF通過後の電圧は差動増幅回路の反転入力に加算回路として取り込むため、抵抗内蔵型の差動増幅アンプ(LT1995など)が利用できません。

また、フットプリントを削減するため、積分回路と差動増幅回路は2回路のオペアンプ(ADA4001-2など)で構成している点も外付けの抵抗にするもう一つの理由です。

実際に、1%精度のMFS25F1KBから0.1%精度のRG2012-N-102-B-T5の4つの抵抗を変更してみました。CMRRが約20dB向上する計算です。

RG2012-N-102-B-T5

写真中央の抵抗アレイ作成基板2つにそれぞれチップ抵抗を2つずつ載せてADA4001-2の2回路目の反転入力および非反転入力に実装しています。

音質の変化としては、ドラムのキックなどの打撃音の押し出し感が増すようです。

USBアイソレータの評価その4

HS01を入手したので、簡単な評価をまとめておきます。

HS01

HS01はUSB 2.0のHigh Speedに対応しているUSBアイソレータです。

UMC202HDとPCの間に接続したところ、何の問題もなくバスパワー、24bit/192kHzで動作しました。

ホスト側のUSB Type Aコネクタが手持ちのケーブルに対して若干緩いのと、やや発熱が大きいです。

消費電流の大きなバスパワーのディバイスに対しては、USB-Cで外部から5Vの絶縁電源で供給する必要があるようです。

USBアイソレータの評価その3

ISOUSB211DPEVMを入手したので、簡単な評価をまとめておきます。

ISOUSB211DPEVM

USB 2.0のHigh/Full/Low Speedに対応している絶縁USBリピータISOUSB211の評価基板です。

バスパワー用の絶縁電源や外部電源用のLDO、スルーのUSBコネクタ(基板上部)や計測用のチェック端子も実装されています。

UMC202HDとPCの間に接続したところ、何の問題もなくバスパワー、24bit/192kHzで動作しました。

PCに起因するコモンモードノイズを絶縁することによって断ち切るのが目的なので、音質的な変化はほとんどありません。

評価基板なのでフットプリントが大きいですが、今後、ISOUSB211を使用した小型の製品が出てくると思います。

アースインダクタによるコモンモードノイズ対策

D級アンプの電源を臨界モードPFC+LLCコンバータにした場合、最大のコモンモードノイズ発生源は、PFCのホットループと整流用ブリッジダイオードになります。

また、シングルエンドのD級アンプの場合、グランドへの回り込みや飛び込みに対するCMRRの向上が対策のポイントになります。

ACインレットにフィルタ内蔵のものを利用しても、アース経路自体には何もフィルター要素がないので、アンプのシャーシ内部のアース線の引き回しによるノイズの影響は避けられません。

そこで、アースインダクタ(SNG-19DB-014)によるコモンモードループの対策を実施してみました。

SNG-19DB-014の実装例

写真上側の黄色と緑のアース線を巻いているトロイダルコイルがアースインダクタで、写真左側にPFCのホットループ(電解コンデンサ)と整流用ブリッジダイオードがあります。写真下側のトロイダルコイルはLLCコンバータの2次フィルタです。

SNG-19DB-014インピーダンス特性

SNG-19DB-014のインピーダンス特性をあげておきます。設計意図としては、オーディオ帯域(20-20kHz)よりも高い周波数のアースからの回り込みをブロックしたいということです。100kHzで20dB, 1MHzで40dB, 30Mhzで60dB程度の減衰率(インピーダンス上昇)になっています。

接続としては、コモンモードフィルタのYコンのアースライン(LLCコンバータの2次フィルタとD級アンプの2次フィルタ(L, R)の3つが集まっているアースポイント)とACインレットフィルタのアースポイントの間にアースインダクタを入れています。

実際の効果はかなりあります。能率92dBのスピーカー(CP15E)をニアフィールド(1.5m)程度の距離で聴いても、無信号時の雑音が気にならなくなりました。

D級アンプのPCBレイアウト

D級アンプのPCBレイアウトで考慮すべき点をまとめておきます。

資料としてはこちらが参考になります。

AN139 電源レイアウトとEMI

AN136 非絶縁型スイッチング電源のPCBレイアウトにおける考慮事項

PFCやLLCコンバータのレイアウトにも役に立つポイントがたくさん載っているので、おすすめのアプリケーションノートです。

まず、AN139から降圧コンバータのホットループの図を引用します。

降圧コンバータのホットループ

D級アンプはトポロジーとしては降圧コンバータなので、EMIの原因となる緑のホットループ(Cin, S1, S2)を最小化します。

具体的なPCBレイアウトの例として、AN136から図を引用します。

降圧コンバータのレイアウト例

実際のシングルエンドで両電源のD級アンプだと、出力側の連続電流はプッシュプルでVoutの-とPGNDの電位が異なります。

次に、ゲート・ドライバの図を引用します。

ゲート・ドライバのレイアウト例

基本的にゲートドライバの配線はループ面積が最小になるようにしますが、PGNDプレーンがあれば、ボトムサイドのリターン電流は自動的にAC結合するとあります。

実際のD級アンプで出力側が両電源の場合、PGNDの電位はマイナスになります。

次に、電流検出の図を引用します。

電流検出のレイアウト例

ケルビン検出(Rsense)のための配線のループ面積を最小にして、VIAからノイズを拾わないように注意となっています。

実際の電流モードのD級アンプでもLPFの出力の電流検出を行っています。

最後に、信号とパワーのグランドの分離の図を引用します。

実際のシングルエンドのD級アンプでは、信号グランドと出力のグランド(両電源の中点電位)の分離になります。PGNDに対しては絶縁かレベルシフトになります。

D級アンプの出力フィルタの試作その2

D級アンプの出力フィルタのコモンモードチョークをPH9407.504NLTに交換してみました。

あと、NanoVNAを入手したので、NanoVNA Saverによるプロットもあげておきます。

NanoVNAに関しては、この本が参考になります。

NanoVNAで広がるRF測定の世界

NanoVNAによるフィルタの測定
PH9407.504NLT

NanoVNAの測定条件としては、Start: 10kHz, Stop: 1MHz, Segments: 25, Logarithmic Sweep, Band Width: 1000Hzで実施しています。

コモンモードのfcが設計値49kHzに対して、実測では65kHz程度になっているようです。

インダクタンスの誤差が+-35%なので、こんなものかなという感じです。

100kHz以上はNanoVNAのダイナミックレンジの限界(70dB程度)で測定できていない感じです。

実際の音ですが、PH9407.504NLTの方が、PA2756NLに比べて、音が太く、高域もおとなしめで聴きやすいです。

形状としては、PA2756NLは細めのトロイダルに細めの単線、PH9407はセンターポールが太めのER19に太めの単線で、どちらも分割巻です。

オーディオ用途には、低周波での特性が重要なので、磁気部品は太めのコンストラクションの方がよいようです。