3レベルPWM D級アンプの回路設計

フルブリッジD級アンプの方式を調べていて、3レベルPWMを見つけました。

D級パワー・アンプの回路設計

3-level PWM vs 2-level PWM

 

回路の動作を理解するために、LT SPICEでシミュレーションしてみました。

LT1058でPI制御と電圧および電流状態制御を行っています。

LT1057で電圧センシング、LT6106で電流センシングを行っています。

LT1364で400kHz,+-3Vの三角波を生成しています。

過電流制御はウィンドウコンパレータ(LM393)で行っています。

 

20kHz, +-1Vの矩形波入力時の過渡応答です。

PWM変調の波形を見ると、三角波の頂点に対して上下左右対称にフェーズシフトしている様子がわかります。

デッドタイムはZVSになるように調整しているので、常にソフトスイッチングすることになります。

 

20kHz,+-0, 0.25, 0.5, 1Vの正弦波入力時の過渡応答です。

フルブリッジなので、電源電圧の2倍までの振幅が得られます。

他励式なので、スイッチング周波数は一定です。

 

FFTで周波数領域を見てみます。

20kHzと400kHzに入力(正弦波)と搬送波(三角波)のスペクトルがたっていて、

高調波も確認できます。

スイッチング周波数は等価的に2倍になり、変調ノイズ成分も出力電圧に比例するため、

ローノイズです。

 

 

3レベルPWM D級アンプの回路設計」への8件のフィードバック

  1. こんにちは、今はリタイアした元SONY社の開発設計者です。 S社ではフルデジタルアンプS-Master方式を開発していましたが、当初から3レベル位相制御のBTL-PWM マルチbit化ΔΣPower D/A を SRC separated timing 方式でクオーツ駆動して来ました。 結果的にnon NFB 方式にしました。 MOS FET 特性の改良で0.1%の低歪みを得ていましたが、3レベル位相により小信号時のノイズや輻射の低減や低出力インピーダンス等の特性を達成しました。 今日のSiCデバイスを使用すれば更なる低歪みが達成できたと思われます。
    ところで、出力が電源電圧に比例する特性を可変ゲイン(ボリューム)生成に使いbit落ちを軽減しましたが、電源電圧が安定化していないとゲイン変動歪みが発生すると云う三極管特性になりました。 音質は良く出来た三極管アンプを凌駕すると云う評価を得ましたが、無NFBのためゲイン歪が欠点とも云えます。 アナログ変調PWMアンプではNFBによってこの欠点を低減していますが、私は変調器の三角波を電源電圧に比例させる(非安定化させる)ことで元からこの歪を無くすことが出来ると考えていますが、その思想で設計されたPWM ICを知りません。 ディスクリート変調器でPWMアンプを設計されているのであればこの方式に挑戦して頂けませんでしょうか。
    三角波を電源電圧を抵抗分割して生成した電源からOPアンプでバッファして生成するだけですので回路自体は簡単だと思います。
    よろしくお願いします。

    いいね

    1. 興味深いコメントありがとうございます。
      変調波に電源電圧に比例したフィードバックをかけると、ゲイン歪みはキャンセルできても変調ノイズが増えると思われます。
      電源側をZVS-PSFBなどで安定化する方が、nonNFBの回路がより生きると思われます。

      いいね

      1. 早速のご返事ありがとうございます。
        現在のPWMアンプの電源は主にスイッチング安定化電源が使われていますので、ゲイン歪の影響は少なくなっていると思います。
        私は、産業用の電源を更にコモンモードフィルターを使ってノイズ低減して高容量低高周波インピーダンスの電源コンデンサでバイパスして音質改善しています。PWMアンプは既にスイッチングノイズの発生器でもありますので上記SW電源を使用することへの違和感はありません。 以上は私の見解であり、印象です。
        ただ、より高音質を求めるアプローチとして旧来の電源トランス出力を整流し大容量コンデンサでリップル低減するアンプも見受けられます。しかし、実際の特性は電圧変動や残リップルでゲイン変動した音を聴いている場合が多い様です。NFBで低減されているので気付くレベルではありませんが。いっそのこと、自動車用バッテリーやリチュームバッテリーを使用する方が理想に近づくと思います。
        ところで、三角波変調器で電源電圧によるゲイン変動を打ち消す方法につきましては三角波の変動によるノイズ発生も考慮しました。
        BTL方式を採用する場合は変調ノイズは同相成分として相殺され打ち消されると考えていますが如何でしょうか。なお、三角波生成の基となる電源はバッファーのOPアンプフィルターで100Hz以上の成分を除去しておくことも必要であると思います。

        いいね

      2. その後、色々調べて、正負の電源レール電圧を加算回路で変調器のシュミットトリガー回路にフィードバックしたところ、LTspiceのシミュレーションでTHD20が0.44%から0.37%に改善しました。
        後ほど記事を投稿しますので、コメントお願いします。

        いいね

  2. こんにちは、先日は私の提案をご検討いただきましてありがとうございます。 さて、先日は電源電圧を三角波生成に反映させているIC回路を知らないとお話しましたが、最近、色々なPWM-ICを見回って、IR製のPWM変調器+プリドライバーIC: IRS2092Sの内部等価回路を確認したところ、どうやら電源電圧を安定化せずに三角波生成に反映する回路の様に見えましたのでお知らせいたします。
    DATA-SheetのURLは以下の通りです。
    https://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/202425/IRF/IRS2092.html
    このICの等価回路では入力増幅器が三角波自励発振器動作しながら±電源にフルスイングして、信号波でバイアスされた電源電圧比例の三角波が出力されます。それを、後段のコンパレーターでGNDレベルと比較してPWM信号が生成される回路構成になっています。PWM信号はプリドライバーでレベル変換やブートストラップでシフトされ、デッドタイム制御された出力で外部の高速パワーMOS-FETスイッチを駆動します。中華製のシングルSEPPの高出力PWMアンプが通販で色々な販売チャネルから出品されています。これを二台用意してOPアンプなどで作成した逆相信号を入力することで3レベルBTL-PWM信号が得られると思いますが如何でしょうか。 ご確認ご賢察をお願いします。 なお、上記PWM-AmpのURLは以下の通りです。
    https://www.ebay.com/itm/IRS2092S-500W-90dB-Mono-Channel-Digital-Amplifier-Class-D-HIFI-Power-Amp-Board/254569097645?_trkparms=aid%3D1110006%26algo%3DHOMESPLICE.SIM%26ao%3D1%26asc%3D226119%26meid%3D5fab825024594ba19e38578ced2ec6af%26pid%3D100005%26rk%3D4%26rkt%3D12%26mehot%3Dco%26sd%3D192155407840%26itm%3D254569097645%26pmt%3D1%26noa%3D0%26pg%3D2047675%26algv%3DSimplAMLv5PairwiseWebWithSearchFilter%26brand%3DUnbranded&_trksid=p2047675.c100005.m1851

    https://www.ebay.com/itm/IRS2092-200W-Class-D-Mono-Channel-Audio-Power-Amplifier-Assembled-Board-Module/254445449379?_trkparms=aid%3D1110006%26algo%3DHOMESPLICE.SIM%26ao%3D1%26asc%3D226119%26meid%3D59bd23359c6f405fbc953d1cb9a3a1ba%26pid%3D100005%26rk%3D4%26rkt%3D12%26mehot%3Dco%26sd%3D164137514778%26itm%3D254445449379%26pmt%3D1%26noa%3D0%26pg%3D2047675%26algv%3DSimplAMLv5PairwiseWebWithSearchFilter%26brand%3DUnbranded&_trksid=p2047675.c100005.m1851

    いいね

    1. コメントありがとうございます。

      IRS2092Sのリファレンスデザインとしては、IRAUDAMP7Dが参考になります。
      自励式でスイッチングノードをフィードバックして、2次のノイズシェーピングをする回路になっています。

      このリファレンスデザインの設計としては、BTLにもできる構成になっていますが、
      実際には期待するように動作しませんし、
      最悪、搬送波のリップルで大きな漏れ電流が発生するので、極めて危険です。

      当たり前ですが、自励発振式の場合、正相の入力信号と反転した逆相の入力信号に対しては、
      それぞれのスイッチングノードのスイッチング周期は非同期なのでLPFを通過した搬送波成分がランダムに漏れるため、
      リニアアンプのように出力がきちんと逆相になりません。

      どうしてもIRS2092SでBTLを構成する場合は、
      AN-1138 Application Note AN-1138 IRS2092(S) Functional Description
      に記述がありますが、外部クロックで正相ノードと逆相ノードの同期をとる必要があります。
      この場合、2レベルPWMのBTL構成になります。

      私の知りうる限り、他励式で正相ノードと逆相ノードを同期させないと3レベルPWMは構成できません。
      実際の回路構成としては、
      D級パワー・アンプの回路設計 第8章 フル・ブリッジ方式D級パワー・アンプの設計
      が参考になります。

      いいね

      1. ご返事ありがとうございます。
        クロックの同期の問題を見落としていました。
        確かに外部クロックで同期動作あるいは一方をスレーブに出来る設計に成っていない様なのでBTL3レベル動作は困難かも知れません。 

        いいね

  3. 追伸です。 コンパレーターは三角波をGNDと比較と書きましたが、正確には±電源の中点電位と比較しています。 通常は±電源電圧を対称にするので等価的にGNDレベルになるということです。なお、±電源が対称でないとPWMアンプ出力にDCオフセットを発生してしまいます。

    いいね

コメントを残す

以下に詳細を記入するか、アイコンをクリックしてログインしてください。

WordPress.com ロゴ

WordPress.com アカウントを使ってコメントしています。 ログアウト /  変更 )

Google フォト

Google アカウントを使ってコメントしています。 ログアウト /  変更 )

Twitter 画像

Twitter アカウントを使ってコメントしています。 ログアウト /  変更 )

Facebook の写真

Facebook アカウントを使ってコメントしています。 ログアウト /  変更 )

%s と連携中

このサイトはスパムを低減するために Akismet を使っています。コメントデータの処理方法の詳細はこちらをご覧ください